Új, meglehetősen érdekes témát nyitunk a feszültségátalakítókról, különösen az autókról.

Feszültség átalakítók- ez egy meglehetősen releváns téma a rádióamatőrök, autósok számára, akik azt a célt tűzték ki maguk elé, hogy kiváló minőségű akusztikai rendszert telepítsenek az autóba egy erős bomba-al és műholdakkal, ezáltal kiváló minőségi hangot kapjanak, kellemes füllel csak a tulajdonos, hanem a körülöttük lévők is. Nem tudom persze, hogy másoknak mennyire tetszik. Főleg éjszaka egy bérház udvarán (kb. AndReas). De közvetlenül a rádióamatőr számára a hangminőség ténye fontos. A tökéletesség több komponens jelenlétében érhető el: egyrészt egy helyesen kiszámított és összeszerelt mélynyomó (lehetőleg házi készítésű) felszerelésével, másrészt egy mélysugárzóból és műholdakból álló akusztikus rendszer csatlakoztatásával egy alacsony együtthatójú hangfrekvenciás teljesítményerősítőhöz. nemlineáris torzítású, és harmadszor, a jármű fedélzeti hálózatából származó hangfrekvenciás teljesítményerősítő (UMZCH) táplálja (szükséges feszültség transzformátor). Ebben a cikkben az utolsó tényezővel foglalkozunk részletesebben.

A jármű fedélzeti hálózatának feszültsége 12 ... 14 volt. Mint ismeretes, minden jó minőségű, nagy teljesítményű hangerősítő lényegesen magasabb tápfeszültséget igényel (akár 100 volt), ami alkalmazással elérhető. A tipikus feszültségátalakítók fő blokkjai egy PWM vezérlőből és egy teljesítménytranzisztor kimeneti fokozatból és egy transzformátorból állnak. Különféle mikroáramkörök használhatók PWM vezérlőként az autóipari feszültségátalakítókhoz. Különösen népszerű és széles körben használt TL494 vagy KR1114EU4. Valójában már több feszültségátalakító áramkör is található a helyszínen. Nézze meg: Átalakító 12 V - 220 V - elég jó lehetőség az erősítő tápegysége alatti változtatásokhoz; A legegyszerűbb feszültségátalakító; Az impulzusfeszültség átalakító már komolyabb lehetőség a TL494 vagy KR1114EU4 használatával. Teljesen jogosan érdemes megemlíteni egy autós feszültségátalakítót is, amelyet egy TDA7294 mikroáramkör hangfrekvenciás teljesítményerősítőjének táplálására terveztek - TL494 vagy KR1114EU4-re szerelve.

Most beszéljünk a transzformátorról. Transzformátor számára autóipari feszültség átalakító ferritgyűrűre van feltekerve. A hazai ferritek közül a 2500НМС1 és 2500НМС2 márkájú ferritek a legjobbak, mivel ezek más márkákkal ellentétben a veszteségek negatív hőmérsékletfüggéssel rendelkeznek, és erős mágneses terekhez készültek. De lehetséges a 2000HM1 is, mint népszerűbb márka. Használhat 40x25x11 vagy 45x28x12 méretű gyűrűket. A megbízhatóság érdekében jobb két ilyen gyűrűt venni, mert elég nagy teljesítményre van szükség, és bármilyen ragasztóval ragasszuk fel a kerámiára. Ragasztás után reszelővel kerekítse le a széleket.

Most ki kell számítania a tekercsek fordulatszámát a szükséges feszültségtől és teljesítménytől függően az autóipari feszültségátalakító kimenetén. Vegyük például egy transzformátor maximális teljesítményét 500 watt. Ekkor az áramerősség a primer tekercsben I = 500/12 = 41,66 amper. Kerekítve I = 42 A-t veszünk. De a feszültségátalakítókban a transzformátor primer tekercsét két részre osztják (push-pull feszültség transzformátor). Ennek megfelelően az áram mindkét karban 21 amper lesz. Kiválasztjuk a transzformátor tekercsvezetékének keresztmetszetét. A keresztmetszeti terület S = 0,157 * 21 = 3,297 mm 2 vagy egy D = 2 mm keresztmetszetű huzal. De minél vastagabb a vezeték, annál alacsonyabb a hatásfok és annál nagyobb a transzformátor fűtése. Javasoljuk, hogy több kisebb, például 0,6 mm átmérőjű vezetéket vegyen. Területét az S =? * R 2 képlettel számítjuk ki, azaz. 0,3 2 * 3,14 = 0,283 mm 2. Továbbá a 3,297 / 0,283 = 11,7 12-re kerekítve lesz. Ez azt jelenti, hogy egy váll tekercseléséhez 12 vezetékre van szükségünk, amelyek keresztmetszete 0,6 mm. A feszültségátalakító transzformátor szekunder tekercsének kiszámítása ugyanígy történik. A maximális áramerősséget a szükséges feszültségtől (vagyis az audio teljesítményerősítő tápfeszültségétől) függően határozzuk meg; megszorozzuk az áramot 0,157 mm 2 -rel, megtalálva a vezeték keresztmetszetét; kiszámítjuk, hogy hány kisebb szakaszú vezetékre lesz szükség. Miután eldöntötte a primer tekercsben a fordulatok számát, megkezdheti magának az autóipari feszültségátalakító transzformátorának tekercselését. Ehhez mind a 12 vezetéket veszik, ha 0,6 mm keresztmetszetű huzalt használnak, összefonják őket egy pigtail-el és gyűrűkre tekerik. Az elsődleges tekercs második része is fel van tekerve. Nagyon fontos, hogy mindkét tekercs menete egyenletesen oszlik el a teljes gyűrűn, különben az átalakító transzformátor felmelegszik, különösen ezen a teljesítményértéken vagy annak közelében. Le lehet zárni másképp is. Tekerj fel 12 különálló tekercset az egyik karhoz, majd ugyanígy a másodikhoz és kösse össze őket. A transzformátor vezetékei közvetlenül a nyomtatott áramköri lapra mennek. Így kell csatlakoztatni: 1-kezdő, 2-vég, azaz. 1; 2; 1; 2. Az elsődleges tekercs tekercselésének végén szövet szigetelőszalaggal tekerheti, majd feltekerheti a szekunder tekercset. A szekunder tekercs ugyanígy van feltekerve. A fordulatok száma a kívánt feszültségtől függ. A program segítségével kiszámíthatja az impulzustranszformátort egy autó feszültségátalakítójához:

Töltse le a programot az impulzustranszformátor kiszámításához

Különös figyelmet kell fordítani az autóipari átalakító transzformátorának kimenetén keletkező feszültség egyenirányítására és stabilizálására is. Az impulzusdiódákat úgy kell kiválasztani, hogy azok ellenálljanak a szükséges áramerősségnek, és képesek legyenek 80 ... 100 kHz frekvencián működni. A kimeneten fojtótekercset kell felszerelni. A fojtómaghoz használhatja a számítógép tápegységeiben használt gyűrűket. Mellesleg, onnan is eltávolíthatja a PWM-et - a TL494 vezérlőt (KR1114EU4). A fojtótekercsek 5 ... 6 menetes huzalt tartalmaznak, legalább 2 mm keresztmetszetű. Van még egy kis trükk. Általában az eszközök táplálásakor, beleértve az audioerősítőket is, nagyon nagy szűrőkondenzátorokat használnak. Javasolt 1000 ... 2000 uF 1 amper terhelésenként. De érte autóipari feszültség-átalakítók nem maga a kondenzátorok kapacitása a fontos, hanem maguk a kondenzátorok száma. Azok. jobb, ha mondjuk 10 darab 1000 uF-ot teszel, mint egyet 47000 uF-ra.

Szerkezetileg az autófeszültség-átalakító működési elve a következőképpen írható le. A TL494 (KR1114EU4) PWM vezérlő beállítja a tranzisztorok nyitásának és zárásának gyakoriságát. Az ilyen feszültség-átalakítót push-pull-nak nevezik, mert amikor az egyik kar nyitva van, a másik zár. Az üzemmódváltás a PWM vezérlő adott frekvenciáján történik. A transzformátort állandó feszültséggel látják el, amelyet a nagy teljesítményű tranzisztorok kimeneti fokozata váltakozó feszültséggé alakít át. Ezt követően a feszültséget egy diódahíd egyenirányítja, fojtók és kondenzátorok szűrik. Nos, akkor az autó feszültségátalakítója közvetlenül azt a funkciót látja el, amelyre létrehozták.

Nos, a félelméletből térjünk át a gyakorlatra, a malacperselyhez hozzáadva a fenti linkeket, feszültségátalakító áramkörök továbbra is a következő sémákat.
Gépjárműipari feszültségátalakító 500 watt teljesítménnyel.

Lehetőségek az autóipari feszültség-átalakító kimeneteinek használatára:

Az autós feszültségátalakító kimeneti tekercseinek száma csökkenthető vagy akár korszerűsíthető ultra-nagy sebességű diódák használatával, amelyek üzemi feszültsége jóval magasabb, mint a Schottky-diódák feszültsége, ami lehetővé teszi akár a kimenő feszültség elérését. 90 V, valamint az elektrolit szűrőkondenzátorok nagyobb feszültségű és 90 V feletti cseréjekor.

Mint látható, az IRF3205 (a KP783A hazai analógja) nagy teljesítményű terepi meghajtókat használnak az autóipari feszültségátalakító kimeneti fokozatában. Cserélhető NTP5426, IRF540, IRF1405, IRF1407, IRF2805-re.

A továbbfejlesztett kimeneti áramkör 30EPF06 gyorsdiódát használ.

Egy kicsit a teljesítmény szempontjából, és a következő diagramot adjuk egy 300 wattos autóipari feszültségátalakítóról.

Az áramkörök alapvető különbsége általában csak a végfok egyszerűsítésében rejlik. A konverter kimenetek használatának lehetőségei a következők:

És ha a feszültségátalakító kimeneti fokozatában három darabra növeljük az erős IRF3205 térhatású tranzisztorok számát karonként, akkor nagyon szilárd, 700 watt teljesítményt kapunk.

Tehát használat közben autóipari feszültség átalakító konstruktívan valahogy így kell kinéznie:

A nyomtatott áramköri lap rajza és a rajta lévő alkatrészek elhelyezkedése .lay formátumban is letölthető:

PCB rajz letöltése

Ezek a feszültségátalakítók az egyszerűsített áramkörük ellenére meglehetősen megbízhatóak.

Közvetlenül a cikk megjelenése előtt, miután a runetben is kotorásztam, arra a következtetésre jutottam, hogy egyes alkatrészek kizárhatók az autóipari feszültségátalakítók fenti sémáiból, ezáltal jelentősen leegyszerűsítve a tervezést. Ugyanis a FET végfok közvetlenül a kimeneti transzformátorhoz csatlakozik. A 300 wattos konverterekhez való L4 fojtótekercsek és az 500 és 700 wattos konverterekhez tartozó TV1 transzformátorok az összes csővezetékkel együtt nem tartoznak bele. Lehetőség van az IC1 optocsatoló kizárására, ezzel eltávolítva a védelmi blokkot. Ennek eredményeként egy nagyon egyszerűen megismételhető autófeszültség-átalakító áramkört kaphat.

Ehhez a sémához létezik .lay formátumú PCB is. Az archívumban három pecsét található. Az első lehetőség egy nyomtatott áramköri lap jelzett elemekkel, a második lehetőség a szokásos opció egy kimeneti feszültséggel, a harmadik lehetőség két különböző kimeneti feszültséggel.

Nyikolaj Petrusov

TL494, miféle "vadállat" ez?

A TL494 (Texas Instruments) valószínűleg a legelterjedtebb PWM vezérlő, amely alapján a számítógépes tápegységek és különféle háztartási készülékek tápegységeinek nagy része létrejött.
És még most is ez a mikroáramkör nagyon népszerű a rádióamatőrök körében, akik kapcsolóüzemű tápegységek építésével foglalkoznak. Ennek a mikroáramkörnek a hazai analógja az M1114EU4 (KR1114EU4). Ezenkívül különböző külföldi cégek gyártják ezt a mikroáramkört különböző néven. Például IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Mindez egy és ugyanaz a mikroáramkör.
A kora sokkal fiatalabb, mint TL431. A Texas Instruments kezdte gyártani valahol a 90-es évek végén - a 2000-es évek elején.
Próbáljuk meg együtt kitalálni, mi is ő, és milyen „vadállat” ez? Megfontoljuk a TL494 mikroáramkört (Texas Instruments).

Tehát először lássuk, mi van benne.

Összetett.

Magába foglalja:
- fűrészfogú feszültséggenerátor (GPN);
- a holtidő beállításának összehasonlítója (DA1);
- PWM beállítási komparátor (DA2);
- 1. hibaerősítő (DA3), főként feszültségre használják;
- 2. hibaerősítő (DA4), amelyet főként az áramkorlátozó jel használ;
- stabil referencia feszültségforrás (ION) 5 V-on külső 14-es érintkezővel;
- a végfok vezérlő áramköre.

Ezután természetesen megvizsgáljuk az összes alkotórészét, és megpróbáljuk kitalálni, hogy mindez mire való és hogyan működik, de először meg kell hozni a működési paramétereit (jellemzőit).

Paraméterek	Min.	Max.	Mértékegység Fordulat.
V CC Tápfeszültség	7	40	V
V I Feszültség az erősítő bemenetén	-0,3	V CC – 2	V
V O Gyűjtőfeszültség		40	V
Gyűjtőáram (minden tranzisztor)		200	mA
Visszacsatoló áram		0,3	mA
f OSC Oszcillátor frekvencia	1	300	kHz
C T A generátor kondenzátor kapacitása	0,47	10000	nF
R T Generátor ellenállás ellenállása	1,8	500	kOhm
T A Üzemi hőmérséklet TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Korlátozó jellemzői a következők;

Tápfeszültség................................................ ..... 41B

Erősítő bemeneti feszültsége ..................................... (Vcc + 0,3) V

A kollektor kimeneti feszültsége ................................... 41V

A kollektor kimeneti árama .............................................. 250mA

Teljes teljesítmény disszipáció folyamatos üzemmódban .... 1W

A mikroáramkör érintkezőinek elhelyezkedése és célja.

1. következtetés

Ez nem az 1. hibaerősítő invertáló (pozitív) bemenete.
Ha a rajta lévő bemeneti feszültség kisebb, mint a 2-es érintkező feszültsége, akkor ennek az erősítőnek a kimenetén nem lesz 1-es hiba, nem lesz feszültség (alacsony lesz a kimenet) és nem lesz hatása a kimeneti impulzusok szélességén (munkaciklusán).
Ha ezen a lábon a feszültség nagyobb, mint a 2. érintkezőn, akkor ennek az 1-es erősítőnek a kimenetén feszültség jelenik meg (az 1-es erősítő kimenete magas szintű lesz), és a kimeneti impulzusok szélessége (terhelési ciklus) Minél jobban csökkenti, annál nagyobb ennek az erősítőnek a kimeneti feszültsége (maximum 3,3 volt).

2. következtetés

Ez az 1. hibaerősítő invertáló (negatív) bemenete.
Ha ezen a lábon a bemeneti feszültség nagyobb, mint az 1. érintkezőn, akkor nem lesz feszültséghiba az erősítő kimenetén (a kimenet alacsony lesz), és nincs hatással a kimenet szélességére (kihasználtsági ciklusra). hüvelyesek.
Ha ezen a lábon a feszültség alacsonyabb, mint az 1. érintkezőn, az erősítő kimenete magas lesz.

A hibaerősítő egy közönséges műveleti erősítő, amelynek erősítése állandó feszültség mellett = 70...95 dB (Ku = 1 350 kHz frekvencián). Az op-amp bemeneti feszültség tartománya -0,3 V-tól a tápfeszültségig terjed, mínusz 2 V. Vagyis a maximális bemeneti feszültségnek legalább két volttal alacsonyabbnak kell lennie, mint a tápfeszültség.

3. következtetés

Ezek az 1. és 2. hibaerősítők kimenetei, amelyek diódákon (VAGY áramkörön) keresztül csatlakoznak ehhez a tűhöz. Ha bármely erősítő kimenetén a feszültség alacsonyról magasra változik, akkor a 3-as érintkezőn is magasra megy.
Ha ezen a tűn a feszültség meghaladja a 3,3 V-ot, akkor a mikroáramkör kimenetén lévő impulzusok eltűnnek (nulla munkaciklus).
Ha ezen a tűn a feszültség közel 0 V, akkor a kimenő impulzusok időtartama (munkaciklus) maximális lesz.

A 3-as érintkezőt általában az erősítők visszacsatolására használják, de ha szükséges, akkor a 3-as érintkező bemenetként is használható az impulzusszélesség megváltoztatására.
Ha a rajta lévő feszültség magas (> ~ 3,5 V), akkor nem lesznek impulzusok az MS kimeneten. Az áramellátás semmilyen körülmények között nem indul el.

4. következtetés

Ez szabályozza a "holt" idő változási tartományát (angolul Dead-Time Control), elvileg ez ugyanaz a munkaciklus.
Ha a rajta lévő feszültség közel 0 V, akkor a mikroáramkör kimenete a lehetséges legkisebb és maximális impulzusszélesség is lesz, ami ennek megfelelően más bemeneti jelekkel (hibaerősítők, 3. érintkező) állítható be.
Ha ezen a tűn a feszültség körülbelül 1,5 V, akkor a kimeneti impulzusok szélessége a maximális szélességük 50%-a.
Ha ezen a tűn a feszültség meghaladja a 3,3 V-ot, akkor nem lesznek impulzusok az MS kimeneten. Az áramellátás semmilyen körülmények között nem indul el.
De ne felejtsük el, hogy a „holt” idő növekedésével a PWM beállítási tartománya csökken.

A 4. érintkező feszültségének megváltoztatásával beállíthatja a „holt” idő fix szélességét (RR osztó), lágyindítási módot valósíthat meg a tápegységben (RC lánc), biztosíthatja az MS távoli leállítását (kulcs), és ezt a tűt lineáris vezérlőbemenetként is használhatja.

Nézzük meg (azok számára, akik nem ismerik), hogy mi a „holt” idő, és mire való.
Amikor egy push-pull tápegység áramkör működik, az impulzusok váltakozva jutnak el a mikroáramkör kimeneteitől a kimeneti tranzisztorok alapjaihoz (kapukhoz). Mivel bármely tranzisztor tehetetlenségi elem, nem tud azonnal bezárni (kinyílni), amikor a kimeneti tranzisztor alapjáról (kapujából) eltávolítanak (adnak) jelet. És ha impulzusokat adunk a kimeneti tranzisztorokra „holt” idő nélkül (vagyis távolítsa el az impulzust az egyikből, és azonnal alkalmazza a másodikra), akkor eljöhet egy pillanat, amikor az egyik tranzisztornak nincs ideje bezárni, és a második már nyitott. Ekkor az összes áram (amelyet átmenőáramnak neveznek) átfolyik mindkét nyitott tranzisztoron, megkerülve a terhelést (transzformátor tekercselés), és mivel semmi sem korlátozza, a kimeneti tranzisztorok azonnal meghibásodnak.
Ennek elkerülése érdekében az egyik impulzus vége után és a következő kezdete előtt szükséges - bizonyos idő elteltével elegendő a kimeneti tranzisztor megbízható lezárásához, amely bemenetéről a vezérlőjelet eltávolítják.
Ezt az időt "holt időnek" nevezik.

Igen, még ha megnézzük is az ábrát a mikroáramkör összetételével, akkor azt látjuk, hogy a 4-es érintkező a holtidő-beállító komparátor (DA1) bemenetére csatlakozik egy 0,1-0,12 V-os feszültségforráson keresztül. Miért van ez így ?
Ez pontosan azért történik, hogy a kimeneti impulzusok maximális szélessége (kihasználtsági ciklusa) soha ne legyen 100%, így biztosítva a kimeneti (kimeneti) tranzisztorok biztonságos működését.
Azaz, ha a 4-es érintkezőt egy közös vezetékre "ráhelyezed", akkor a DA1 komparátor bemenetén továbbra sem lesz nulla feszültség, hanem pont ekkora feszültség (0,1-0,12 V) és impulzusok lesznek. a fűrészfogú feszültséggenerátor (SPS) csak akkor jelenik meg a mikroáramkör kimenetén, ha amplitúdója az 5-ös érintkezőnél meghaladja ezt a feszültséget. Ez azt jelenti, hogy a mikroáramkörnek van egy rögzített maximális küszöbértéke a kimeneti impulzusok munkaciklusára vonatkozóan, amely a végfokozat egyciklusú működése esetén nem haladja meg a 95-96%-ot, míg a push-pull üzemmódban a 47,5-48%-ot. a kimeneti szakasz.

5. következtetés

Ez a GPN kimenete, a Ct időzítő kondenzátor csatlakoztatására szolgál, aminek a másik vége a közös vezetékre csatlakozik. A kapacitását általában 0,01 μF és 0,1 μF között választják, a PWM vezérlő GPN impulzusainak kimeneti frekvenciájától függően. Általában jó minőségű kondenzátorokat használnak itt.
Az FPG kimeneti frekvenciája csak ezen a tűn vezérelhető. A generátor kimeneti feszültségének kilengése (a kimeneti impulzusok amplitúdója) valahol 3 volt körül van.

6. következtetés

Szintén a GPN kimenete, amely arra hivatott, hogy egy Rt időbeállító ellenállást csatlakoztasson hozzá, aminek a másik vége a közös vezetékre csatlakozik.
Az Rt és Ct értékei meghatározzák az FPG kimeneti frekvenciáját, és az egyciklusú művelet képletével számítják ki;

Kétütemű üzemmód esetén a képlet a következő;

Más cégek PWM vezérlőinél a frekvencia kiszámítása ugyanazzal a képlettel történik, kivéve, hogy az 1-es számot 1.1-re kell módosítani.

7. következtetés

A PWM vezérlőn lévő eszközáramkör közös vezetékéhez csatlakozik.

8. következtetés

A mikroáramkör egy végfokozatot tartalmaz két kimeneti tranzisztorral, amelyek a kimeneti kapcsolói. Ezen tranzisztorok kollektorainak és emittereinek kimenetei szabadok, ezért igénytől függően ezek a tranzisztorok beépíthetők az áramkörbe, hogy közös emitterrel és közös kollektorral is működjenek.
A 13-as érintkező feszültségétől függően ez a végfok push-pull vagy egyszeri húzás üzemmódban működhet. Egyvégű üzemben ezek a tranzisztorok párhuzamosan kapcsolhatók a terhelőáram növelésére, amit általában meg is tesznek.
Tehát a 8-as érintkező az 1-es tranzisztor kollektortűje.

9. következtetés

Ez az 1. tranzisztor emitter érintkezője.

10. következtetés

Ez a 2. tranzisztor emitter érintkezője.

11. következtetés

Ez a 2. tranzisztor kollektora.

12. következtetés

Ez a tű köti össze a TL494CN tápegység pozitívját.

13. következtetés

Ez egy tű a végfok működési módjának kiválasztásához. Ha ez a láb közös csatlakozóhoz van csatlakoztatva, a végfok egyvégű üzemmódban fog működni. A tranzisztoros kapcsolók kivezetésein a kimeneti jelek azonosak lesznek.
Ha erre a tűre +5 V feszültséget kapcsol (csatlakoztassa a 13-as és 14-es érintkezőket), akkor a kimeneti kapcsolók push-pull módban működnek. A tranzisztoros kapcsolók kivezetésein a kimeneti jelek ellenfázisúak lesznek, a kimeneti impulzusok frekvenciája pedig feleannyi lesz.

14. következtetés

Ez az istálló kimenete ÉS forrás O pornó N feszültség (ION), +5 V kimeneti feszültséggel és legfeljebb 10 mA kimeneti áramerősséggel, amely referenciaként használható hibaerősítőkben és egyéb célokra.

15. következtetés

Pontosan ugyanúgy működik, mint a 2. érintkező. Ha a második hibaerősítőt nem használjuk, akkor a 15-ös érintkezőt egyszerűen a 14-es érintkezőhöz kell csatlakoztatni (+5 V referencia).

16. következtetés

Ugyanúgy működik, mint az 1. tű. Ha a második hibaerősítőt nem használjuk, akkor általában a közös vezetékre (7. érintkező) csatlakozik.
Ha a 15-ös érintkező +5 V-ra, a 16-os érintkező pedig a földre van kötve, a második erősítő kimeneti feszültsége hiányzik, így nincs hatással a mikroáramkör működésére.

A mikroáramkör működési elve.

Tehát hogyan működik a TL494 PWM vezérlő?
A fentiekben részletesen megvizsgáltuk ennek a mikroáramkörnek a csapjainak célját, és milyen funkciót látnak el.
Ha mindezt gondosan elemezzük, akkor mindebből kiderül, hogyan működik ez a mikroáramkör. De még egyszer nagyon röviden leírom, hogyan működik.

A mikroáramkör tipikus bekapcsolásával és áramellátásával (mínusz a 7-es érintkezőhöz, plusz a 12-es érintkezőhöz) a GPN körülbelül 3 voltos amplitúdójú fűrészfog impulzusokat kezd generálni, amelyek frekvenciája a csatlakoztatott C ill. R a mikroáramkör 5. és 6. érintkezőjéhez.
Ha a vezérlőjelek értéke (a 3-as és 4-es érintkezőkön) kisebb, mint 3 volt, akkor a mikroáramkör kimeneti gombjain téglalap alakú impulzusok jelennek meg, amelyek szélessége (munkaciklus) a lábon lévő vezérlőjelek értékétől függ. 3. és 4.
Vagyis a mikroáramkör összehasonlítja a Ct (C1) kondenzátor pozitív fűrészfog-feszültségét a két vezérlőjel bármelyikével.
A VT1 és VT2 kimeneti tranzisztorok vezérlésére szolgáló logikai áramkörök csak akkor nyitják meg azokat, ha a fűrészfog impulzusok feszültsége nagyobb, mint a vezérlőjelek. És minél nagyobb ez a különbség, annál szélesebb a kimeneti impulzus (nagyobb munkaciklus).
A 3. érintkezőn lévő vezérlőfeszültség viszont a műveleti erősítők (hibaerősítők) bemenetein lévő jelektől függ, amelyek viszont szabályozhatják a tápegység kimeneti feszültségét és kimeneti áramát.

Így bármely vezérlőjel értékének növekedése vagy csökkenése a mikroáramkör kimenetein a feszültségimpulzusok szélességének lineáris csökkenését vagy növekedését okozza.
Mint fentebb említettük, a 4. érintkező feszültsége (holtidő vezérlés), a hibaerősítők bemenetei, vagy a 3. érintkezőről közvetlenül bemenő visszacsatoló jel használható vezérlőjelként.

Elmélet, ahogy az elmélet is mondja, de mindezt sokkal jobb lesz a gyakorlatban megnézni és "megérezni", úgyhogy rakjuk össze egy kenyértáblán a következő áramkört, és nézzük meg a saját szemünkkel, hogyan működik mindez.

A legegyszerűbb és leggyorsabb módja az egészet összerakni egy kenyérsütődeszkára. Igen, telepítettem a KA7500 mikroáramkört. A mikroáramkör "13" tűjét egy közös vezetékre helyezem, vagyis a kimeneti kulcsaink egyciklusú üzemmódban működnek (a tranzisztorok jelei azonosak lesznek), és a kimeneti impulzusok ismétlődési gyakorisága megfelelnek a GPN fűrészfog feszültség frekvenciájának.

Az oszcilloszkópot a következő vezérlőpontokhoz csatlakoztattam:
- Az első sugár a "4" érintkezőhöz, hogy szabályozza az állandó feszültséget ezen a tűn. A képernyő közepén, a nulla vonalon található. Érzékenység - osztásonként 1 volt;
- A második sugár az "5" kivezetésre, az FPG fűrészfog feszültségének szabályozására. Ugyancsak a nulla vonalon található (mindkét nyaláb egy vonalban van) az oszcilloszkóp közepén, és azonos érzékenységgel;
- A harmadik sugár a mikroáramkör kimenetére a "9" érintkezőhöz, a mikroáramkör kimenetén lévő impulzusok vezérléséhez. A sugár érzékenysége osztásonként 5 volt (0,5 volt plusz 10-zel osztó). Az oszcilloszkóp képernyőjének alján található.

Elfelejtettem mondani, hogy a mikroáramkör kimeneti gombjai egy közös kollektorral vannak összekötve. Más szóval - az emitter követő séma szerint. Miért ismétlő? Mert a tranzisztor emitterén lévő jel pontosan megismétli az alap jelét, így mindent tisztán látunk.
Ha a jelet a tranzisztor kollektorából veszi, akkor az megfordul (fejjel lefelé) az alapjelhez képest.
Tápláljuk a mikroáramkört, és megnézzük, mi van a kimeneteken.

A negyedik lábon nulla van (a trimmer csúszkája a legalacsonyabb helyzetben van), az első sugár a képernyő közepén lévő nulla vonalon van. A hibaerősítők sem működnek.
Az ötödik lábon a GPN (második sugár) fűrészfog-feszültségét látjuk, amelynek amplitúdója valamivel több, mint 3 volt.
A mikroáramkör kimenetén (9. érintkező) téglalap alakú impulzusokat látunk, amelyek amplitúdója körülbelül 15 volt és maximális szélessége (96%). A képernyő alján lévő pontok pontosan a rögzített munkaciklus-küszöbértéket jelentik. A könnyebb látás érdekében kapcsolja be az oszcilloszkópon a nyújtást.

Nos, most már jobban látsz. Pontosan ekkor esik le az impulzus amplitúdója nullára, és a kimeneti tranzisztor erre a rövid időre kikapcsol. Ennek a sugárnak a nulla szintje a képernyő alján található.
Nos, adjunk feszültséget a "4" érintkezőhöz, és nézzük meg, mit kapunk.

A "4" tűnél egy trimmező ellenállással 1 voltos állandó feszültséget állítottam be, az első sugár egy osztással feljebb ment (egyenes vonal az oszcilloszkóp képernyőjén). mit látunk? A holtidő megnőtt (a munkaciklus csökkent), ez a szaggatott vonal a képernyő alján. Ez azt jelenti, hogy a kimeneti tranzisztor egy időre zárva van, már körülbelül az impulzus időtartamának felére.
Adjon hozzá még egy voltot egy vágóellenállással a mikroáramkör "4" érintkezőjéhez.

Látjuk, hogy az első sugár még egy osztással feljebb ment, a kimenő impulzusok időtartama még rövidebb lett (a teljes impulzus időtartamának 1/3-a), a holtidő (a kimeneti tranzisztor zárási ideje) pedig kettőre nőtt. -harmadok. Vagyis jól látható, hogy a mikroáramkör logikája összehasonlítja az FPG jel szintjét a vezérlőjel szintjével, és csak azt az FPG jelet adja át a kimenetnek, amelynek szintje magasabb, mint a vezérlőjel.

Hogy még világosabb legyen - a mikroáramkör kimeneti impulzusainak időtartama (szélessége) megegyezik a fűrészfog feszültség kimeneti impulzusainak időtartamával (szélességével), amelyek a vezérlőjel szintje felett vannak (az egyenes felett). az oszcilloszkóp képernyőjén).

Add hozzá még egy voltot a mikroáramkör "4" érintkezőjéhez. mit látunk? A mikroáramkör kimenetén nagyon rövid impulzusok vannak, körülbelül akkora szélességűek, mint a fűrészfog feszültség felső egyenese fölé kiálló impulzusok. Kapcsolja be a nyújtást az oszcilloszkópon, hogy a pulzus jobban látható legyen.

Itt egy rövid impulzust látunk, amely alatt a kimeneti tranzisztor nyitva lesz, a fennmaradó időben pedig (a képernyő alsó sora) zárva lesz.
Nos, próbáljuk meg még jobban emelni a feszültséget a "4" érintkezőnél. A kimeneten a feszültséget a GPN fűrészfog feszültsége fölé állítottuk egy trimmező ellenállással.

Na ez van, nálunk leáll a tápegység, hiszen teljesen nyugodt a kimenet. Nincsenek kimeneti impulzusok, mivel a "4" vezérlőtűnél több mint 3,3 volt állandó feszültségünk van.
Pontosan ugyanez történik, ha vezérlőjelet adunk a "3-as" érintkezőre vagy bármely hibaerősítőre. Akit érdekel, empirikusan ellenőrizheti. Sőt, ha a vezérlőjelek azonnal az összes vezérlőkimeneten vannak, vezérelje a mikroáramkört (elsősorban), akkor abból a vezérlőkimenetből lesz nagyobb jel, aminek az amplitúdója nagyobb.

Nos, próbáljuk meg leválasztani a „13” érintkezőt a közös vezetékről, és csatlakoztatni a „14” érintkezőhöz, vagyis átkapcsolni a kimeneti gombok üzemmódját egyciklusról push-pullra. Lássuk, mit kapunk.

Trimelő ellenállással a "4" érintkező feszültségét ismét nullára hozzuk. Bekapcsoljuk az áramot. mit látunk?
A mikroáramkör kimenetén maximális időtartamú téglalap alakú impulzusok is vannak, de ezek ismétlési gyakorisága a fűrészfogimpulzusok frekvenciájának felére nőtt.
Ugyanezek az impulzusok lesznek a mikroáramkör második kulcstranzisztorán (10-es érintkező), azzal a különbséggel, hogy ezekhez képest időben 180 fokkal eltolódnak.
Van egy maximális munkaciklus-küszöb is (2%). Most nem látszik, csatlakoztatni kell az oszcilloszkóp 4. nyalábját, és össze kell kapcsolni a két kimeneti jelet. A negyedik szonda nincs kéznél, ezért nem tettem. Aki akar, gyakorlatilag maga ellenőrizze, hogy megbizonyosodjon erről.

Ebben az üzemmódban a mikroáramkör ugyanúgy működik, mint az egyciklusú üzemmódban, azzal a különbséggel, hogy a kimeneti impulzusok maximális időtartama itt nem haladja meg a teljes impulzus időtartamának 48% -át.
Tehát nem fogjuk sokáig figyelembe venni ezt az üzemmódot, csak nézzük meg, milyen impulzusaink lesznek, ha a 4-es érintkező feszültsége két volt.

A feszültséget trimmező ellenállással emeljük. A kimenő impulzusok szélessége a teljes impulzusidő 1/6-ára csökkent, vagyis ez is pontosan kétszerese, mint a kimeneti kapcsolók egyciklusú üzemmódjában (1/3-szor van).
A második tranzisztor terminálján (10. kapocs) ugyanazok az impulzusok lesznek, csak az időben 180 fokkal eltolva.
Nos, elvileg elemeztük a PWM vezérlő munkáját.

Bővebben a "4" következtetésről. Mint korábban említettük, ez a tüske használható a tápegység lágyindítására. Hogyan lehet ezt megszervezni?
Nagyon egyszerű. Ehhez csatlakoztassa az RC láncot a "4" tűhöz. Például itt van egy részlet a diagramból:

Hogyan működik itt a lágy indítás? Megnézzük a diagramot. A C1 kondenzátor az R5 ellenálláson keresztül ION-ra van kötve (+5 volt).
Amikor a mikroáramkört (12-es érintkező) áram alá helyezzük, a 14-es érintkezőn +5 volt jelenik meg. A C1 kondenzátor elkezd tölteni. A kondenzátor töltőárama átfolyik az R5 ellenálláson, a bekapcsolás pillanatában maximális (a kondenzátor lemerül), és az ellenálláson 5 voltos feszültségesés következik be, amelyet a „4” érintkezőre táplálunk. Ez a feszültség, amint azt tapasztalati úton már megállapítottuk, megtiltja az impulzusok átjutását a mikroáramkör kimenetére.
Ahogy a kondenzátor töltődik, a töltőáram csökken, és ennek megfelelően csökken a feszültségesés az ellenálláson. A "4" érintkező feszültsége is csökken, és a mikroáramkör kimenetén impulzusok jelennek meg, amelyek időtartama fokozatosan növekszik (a kondenzátor töltésekor). Amikor a kondenzátor teljesen feltöltődött, a töltőáram leáll, a "4" érintkező feszültsége nullához közelít, és a "4" érintkező már nem befolyásolja a kimeneti impulzusok időtartamát. A tápegység működési módba lép.
Természetesen azt sejtette, hogy a tápegység indulási ideje (üzemmódba lépése) az ellenállás és a kondenzátor méretétől függ, és ezek kiválasztásával szabályozható lesz ez az idő.

Nos, ez röviden az egész elmélet és gyakorlat, és nincs itt semmi különösebben bonyolult, és ha megérti és megérti ennek a PWM-nek a működését, akkor nem lesz nehéz megértenie és megértenie más PWM-ek munkáját.

Sok sikert mindenkinek.

A kérdéses mikroáramkör a legelterjedtebb és legszélesebb körben használt integrált elektronikus áramkörök listájához tartozik. Elődje az Unitrode UC38xx sorozatú PWM vezérlői volt. 1999-ben ezt a céget a Texas Instruments megvásárolta, és azóta megkezdődött a vezérlők sorozatának fejlesztése, ami a 2000-es évek elején történt. a TL494 sorozat chipjei. A fentebb már említett UPS-ek mellett megtalálhatóak állandó feszültségszabályozókban, vezérelt hajtásokban, lágyindítókban, egyszóval mindenhol, ahol PWM vezérlést alkalmaznak.

A mikroáramkört klónozó cégek között vannak olyan világhírű márkák, mint a Motorola, Inc., az International Rectifier, a Fairchild Semiconductor, az ON Semiconductor. Mind adnak Részletes leírás termékei közül az úgynevezett TL494CN adatlapot.

Dokumentáció

A vizsgált típusú mikroáramkörök különböző gyártóktól származó leírásainak elemzése megmutatja jellemzőinek gyakorlati azonosságát. A különböző cégek által szolgáltatott információk mennyisége gyakorlatilag azonos. Ezenkívül a Motorola, Inc. és az ON Semiconductor márkák TL494CN adatlapja megismétli egymást szerkezetükben, ábráikban, táblázataikban és grafikonjaikban. A Texas Instruments anyagának bemutatása némileg eltér tőlük, de alapos tanulmányozás után világossá válik, hogy azonos termékről van szó.

A TL494CN chip célja

A hagyomány szerint a leírást a céllal és a belső eszközök listájával kezdjük. Ez egy fix frekvenciájú PWM vezérlő, amelyet elsősorban UPS alkalmazásokhoz terveztek, és a következő eszközöket tartalmazza:

• fűrészfogú feszültséggenerátor (GPN);
• hibaerősítők;
• referencia (referencia) feszültség forrása +5 V;
• "holtidő" beállító áramkör;
• kimenet 500 mA-ig;
• séma az egy- vagy kétütemű üzemmód kiválasztásához.

Korlátozó paraméterek

Mint minden más mikroáramkörnek, a TL494CN leírásnak tartalmaznia kell a maximálisan megengedett teljesítményjellemzők listáját. Adjuk meg őket a Motorola, Inc. adatai alapján:

1. Tápfeszültség: 42 V.
2. Kimeneti tranzisztor kollektor feszültség: 42 V.
3. Kimeneti tranzisztor kollektor áram: 500mA.
4. Az erősítő bemeneti feszültségtartománya: -0,3 V és +42 V között.
5. Teljesítménydisszipáció (t< 45 °C): 1000 мВт.
6. Tárolási hőmérséklet tartomány: -55 és +125 °C között.
7. Környezeti üzemi hőmérséklet tartomány: 0 és +70 ° С között.

Meg kell jegyezni, hogy a TL494IN mikroáramkör 7-es paramétere valamivel szélesebb: -25 és +85 ° С között.

Chip kialakítás TL494CN

Az eset következtetéseinek orosz nyelvű leírását az alábbi ábra tartalmazza.

A mikroáramkör műanyag (ezt a jelölése végén lévő N betű jelzi) 16 tűs, pdp típusú tűkkel ellátott tokba van helyezve.

Megjelenése az alábbi képen látható.

TL494CN: funkcionális diagram

Tehát ennek a mikroáramkörnek az impulzusszélesség-modulációja (PWM vagy angolul Pulse Width Modulated (PWM)) a szabályozott és szabályozatlan szünetmentes tápegységekben generált feszültségimpulzusok impulzusszélesség-modulációja. Az első típusú tápegységekben az impulzusszélesség-tartomány általában eléri a lehetséges maximális értéket (~ 48% minden kimenetre a push-pull áramkörökben, amelyeket széles körben használnak az autós audioerősítők táplálására).

A TL494CN összesen 6 kimeneti érintkezővel rendelkezik, ebből 4 (1, 2, 15, 16) a belső hibaerősítők bemenete, amely az UPS áram- és potenciális túlterhelés elleni védelmét szolgálja. A 4-es láb egy 0–3 V-os jelbemenet a kimenő négyszöghullám-impulzusok munkaciklusának beállításához, a 3-as pedig egy komparátor kimenete, és többféleképpen használható. További 4 (8, 9, 10, 11 számok) a tranzisztorok szabad kollektorai és emitterei, amelyek maximális megengedett terhelési árama 250 mA (folyamatos üzemmódban legfeljebb 200 mA). Páronként (9 s 10 és 8 s 11) csatlakoztathatók az 500 mA (folyamatos üzemmódban legfeljebb 400 mA) megengedett legnagyobb áramerősségű terepi egységek vezérléséhez.

Mi a TL494CN belső része? Diagramja az alábbi ábrán látható.

A mikroáramkör beépített referencia feszültségforrással (ION) +5 V (No. 14). Általában referenciafeszültségként (± 1%-os pontossággal) használják olyan áramkörök bemeneteire, amelyek legfeljebb 10 mA-t fogyasztanak, például a 13-as érintkezőhöz az egy- vagy kétütemű üzemmód kiválasztásához. mikroáramkör: ha +5 V van rajta, akkor a második mód van kiválasztva, ha mínusz tápfeszültség van rajta - az első.

A fűrészfogú feszültséggenerátor (FPG) frekvenciájának beállításához használjon kondenzátort és egy ellenállást, amely az 5. és 6. érintkezőkhöz van csatlakoztatva. És természetesen a mikroáramkörnek vannak kivezetései a tápegység plusz és mínusz (12-es és 7-es számok) csatlakoztatására a 7 és 42 V közötti tartományban.

A diagramból látható, hogy a TL494CN-ben számos belső eszköz található. Funkcionális rendeltetésük orosz nyelvű leírását az alábbiakban az anyag bemutatása során adjuk meg.

Bemeneti PIN-funkciók

Mint minden más elektronikus eszköz. a kérdéses mikroáramkörnek saját be- és kimenetei vannak. Kezdjük az elsőkkel. A fentiekben már szerepel ezeknek a TL494CN következtetéseknek a listája. Működési céljuk orosz nyelvű leírása az alábbiakban található részletes magyarázatokkal.

1. következtetés

Ez az 1. hibaerősítő pozitív (nem invertáló) bemenete. Ha a feszültség kisebb, mint a 2. érintkező feszültsége, az 1. hibaerősítő kimenete alacsony lesz. Ha magasabb, mint a 2. érintkező, az 1. hibaerősítő jele magas lesz. Az erősítő kimenete lényegében megismétli a pozitív bemenetet, referenciaként a 2-es érintkezőt használva. A hibaerősítők funkcióit az alábbiakban részletesebben ismertetjük.

2. következtetés

Ez az 1. hibaerősítő negatív (invertáló) bemenete. Ha ez a láb magasabb, mint az 1. érintkező, az 1. hibaerősítő kimenete alacsony lesz. Ha ezen a tűn a feszültség alacsonyabb, mint az 1. érintkező feszültsége, az erősítő kimenete magas lesz.

15. következtetés

Pontosan ugyanúgy működik, mint a # 2. Gyakran a második hibaerősítőt nem használják a TL494CN-ben. Csatlakozó áramköre ebben az esetben a 15-ös érintkezőt tartalmazza, amely egyszerűen a 14-eshez van csatlakoztatva (referenciafeszültség +5 V).

16. következtetés

Ugyanúgy működik, mint az # 1. Általában a közös # 7-hez van csatlakoztatva, ha a második hibaerősítő nincs használatban. Ha a 15-ös érintkező + 5V-ra, a # 16-os pedig a közösre van csatlakoztatva, a második erősítő kimenete alacsony, ezért nincs hatással a mikroáramkör működésére.

3. következtetés

Ez a tű és a TL494CN minden belső erősítője diódákon keresztül csatlakozik. Ha bármelyik kimenetén a jel alacsonyról magasra változik, akkor a 3-asnál szintén magasra megy. Ha ezen a lábon a jel meghaladja a 3,3 V-ot, a kimeneti impulzusok kikapcsolnak (nulla munkaciklus). Ha a rajta lévő feszültség közel 0 V, akkor az impulzus szélessége maximális. 0 és 3,3 V között az impulzus szélessége 50% és 0% között van (a PWM vezérlő mindegyik kimeneténél - a legtöbb eszköz 9 és 10 érintkezőjén).

Szükség esetén a 3-as érintkező bemeneti jelként használható, vagy az impulzusszélesség változási sebességének csillapítására használható. Ha a rajta lévő feszültség magas (> ~ 3,5 V), akkor nem lehet elindítani az UPS-t a PWM vezérlőn (nem fognak impulzusokat kiadni belőle).

4. következtetés

Szabályozza a kimeneti impulzusok munkaciklusának tartományát (eng. Dead-Time Control). Ha a rajta lévő feszültség közel 0 V, akkor a mikroáramkör képes lesz a lehető legkisebb és maximális impulzusszélességet is előállítani (amit más bemeneti jelek állítanak be). Ha erre a lábra körülbelül 1,5 V feszültséget kapcsolunk, a kimeneti impulzus szélessége a maximális szélesség 50%-ára korlátozódik (vagy ~ 25%-os munkaciklusra push-pull PWM vezérlő esetén). Ha a rajta lévő feszültség magas (> ~ 3,5 V), nincs mód az UPS indítására a TL494CN-en. Csatlakozó áramköre gyakran a 4-es számot tartalmazza, közvetlenül a földre kötve.

• Fontos emlékezni! A 3. és 4. érintkezők jelének ~ 3,3 V alatt kell lennie. És mi történik, ha például közel van a + 5 V-hoz? Hogyan fog akkor viselkedni a TL494CN? A rajta lévő feszültségátalakító áramkör nem fog impulzusokat generálni, pl. nem lesz kimeneti feszültség az UPS-ből.

5. következtetés

A Ct időzítő kondenzátor csatlakoztatására szolgál, a második érintkezője pedig a földhöz van kötve. A kapacitásértékek általában 0,01 μF és 0,1 μF között vannak. Ennek a komponensnek az értékében bekövetkező változások az FPG frekvenciájának és a PWM vezérlő kimeneti impulzusainak megváltozásához vezetnek. Általában jó minőségű, nagyon alacsony hőmérsékleti együtthatójú kondenzátorokat használnak (nagyon csekély kapacitásváltozással a hőmérséklet változásával).

6. következtetés

Az Rt tápellenállás csatlakoztatásához, és a második érintkező a földhöz van kötve. Az Rt és Ct értékek határozzák meg a HPN frekvenciát.

• f = 1,1: (Rt x Ct).

7. következtetés

A PWM vezérlőn lévő eszközáramkör közös vezetékéhez csatlakozik.

12. következtetés

VCC betűkkel van jelölve. A TL494CN táp "plusza" rá van kötve. Csatlakozási rajza általában a 12-es számút tartalmazza, a táp kapcsolójára kötve. Sok UPS ezt a tűt használja az áramellátás (és maga az UPS) be- és kikapcsolására. Ha +12 V van rajta és a 7-es földelve van, akkor a mikroáramkör GPN és ION működni fog.

13. következtetés

Ez az üzemmód bemenete. Működését fentebb leírtuk.

Kimeneti lábak funkciói

A fenti listán a TL494CN esetében is szerepeltek. Működési céljuk orosz nyelvű leírása az alábbiakban található részletes magyarázatokkal.

8. következtetés

Ez a mikroáramkör 2 npn tranzisztorral rendelkezik, amelyek a kimeneti kapcsolói. Ez a tű az 1. tranzisztor kollektora, általában állandó feszültségforráshoz (12V) csatlakozik. Ennek ellenére egyes készülékek diagramjain ezt használják kimenetként, és látható rajta egy meander (mint a 11. sz.).

9. következtetés

Ez az 1. tranzisztor emittere. Erőteljes UPS tranzisztort (a legtöbb esetben térhatású) hajt meg egy push-pull áramkörben, közvetlenül vagy egy közbenső tranzisztoron keresztül.

10. következtetés

Ez a 2-es tranzisztor emittere. Együtemű üzemmódban a rajta lévő jel megegyezik a 9-esével. Push-pull módban a 9-es és 10-es jelek ellenfázisúak, azaz , ha az egyik jel magas, a másik alacsony, és fordítva. A legtöbb készülékben a szóban forgó mikroáramkör kimeneti tranzisztoros kapcsolóinak emittereinek jelei nagy teljesítményű térhatású tranzisztorokat vezérelnek, amelyek akkor kapcsolnak BE állapotba, ha a 9. és 10. érintkezőnél magas a feszültség (~3,5 V felett, de ennek semmi köze a 3. és 4. számú 3,3 V-os szinthez).

11. következtetés

Ez a 2. tranzisztor kollektora, általában állandó feszültségforráshoz (+ 12V) csatlakozik.

• jegyzet: A TL494CN alapú eszközökben a kapcsolóáramkör az 1. és 2. tranzisztorok kollektorait és emittereit egyaránt tartalmazhatja a PWM vezérlő kimeneteként, bár a második lehetőség gyakoribb. Vannak azonban olyan opciók, amikor pontosan a 8-as és 11-es érintkező a kimenet. Ha kis transzformátort talál a mikroáramkör és a térhatású tranzisztorok közötti áramkörben, akkor a kimeneti jel nagy valószínűséggel tőlük származik (a kollektorokból).

14. következtetés

Ez az ION kimenet, szintén fentebb leírtuk.

Működés elve

Hogyan működik a TL494CN chip? Működésének menetét a Motorola, Inc. anyagai alapján ismertetjük. Az impulzusszélesség-modulált impulzusok kimenete a Ct kondenzátor pozitív fűrészfog-jelének összehasonlításával érhető el a két vezérlőjel valamelyikével. Az VAGY NEM logikai áramkörök vezérlik a Q1 és Q2 kimeneti tranzisztorokat, csak akkor nyitják meg őket, ha a flip-flop órabemenetén (C1) a jel lecsökken (lásd a TL494CN működési diagramot).

Így ha egy logikai egység szintje a trigger C1 bemenetén van, akkor a kimeneti tranzisztorok mindkét üzemmódban zárva vannak: egyvégű és push-pull. Ha ezen a bemeneten van jel, akkor push-pull üzemmódban a tranzisztor egyesével nyit, amikor az órajel impulzusa megszakad a triggerhez. Egyvégű módban a trigger nem használatos, és mindkét kimeneti billentyű szinkronban nyílik meg.

Ez a nyitott állapot (mindkét üzemmódban) csak az FGC periódus azon szakaszában lehetséges, amikor a fűrészfog feszültség nagyobb, mint a vezérlőjelek. Így a vezérlőjel értékének növekedése vagy csökkenése a mikroáramkör kimenetein a feszültségimpulzusok szélességének lineáris növekedését vagy csökkenését okozza.

Vezérlőjelként a 4-es érintkező feszültsége (holtidő szabályozás), a hibaerősítők bemenetei vagy a 3-as érintkezőről érkező visszacsatoló jelek használhatók.

A mikroáramkörrel való munka első lépései

Mielőtt bármilyen hasznos eszközt készítene, javasoljuk, hogy ismerkedjen meg a TL494CN működésével. Hogyan ellenőrizhető, hogy működik-e?

Fogja meg a kenyérsütőtáblát, helyezze rá az IC-t, és csatlakoztassa a vezetékeket az alábbi ábra szerint.

Ha minden megfelelően van csatlakoztatva, akkor az áramkör működik. A 3. és 4. tűt ne hagyja szabadon. Használja az oszcilloszkópot az FPG működésének tesztelésére – fűrészfog feszültséget kell látnia a 6. érintkezőn. A kimenetek nullák lesznek. Hogyan határozható meg a teljesítményük a TL494CN-ben. Az ellenőrzés a következőképpen végezhető el:

1. Csatlakoztassa a visszacsatoló kimenetet (# 3) és a holtidő vezérlő kimenetet (# 4) egy közös kapocshoz (# 7).
2. Most négyszöghullámú impulzusokat kell érzékelnie a mikroáramkör kimenetein.

Hogyan lehet felerősíteni a kimeneti jelet?

A TL494CN kimenete meglehetősen alacsony áramerősségű, és természetesen több teljesítményre van szükség. Ezért hozzá kell adnunk néhány erős tranzisztort. A legkönnyebben használható (és nagyon könnyen beszerezhető egy régi számítógépes alaplapról) az n-csatornás tápellátású MOSFET-ek. Ugyanakkor a TL494CN kimenetét invertálnunk kell, mert ha n-csatornás MOS tranzisztort kötünk rá, akkor impulzus hiányában a mikroáramkör kimenetén nyitott lesz az egyenáram áramlására. . Ha egyszerűen kiéghet... Tehát kiveszünk egy univerzális npn tranzisztort és csatlakoztatjuk az alábbi ábra szerint.

Ebben az áramkörben az erős MOSFET passzív hajtású. Ez nem túl jó, de tesztelési célokra és alacsony fogyasztásra nagyon alkalmas. Az R1 az áramkörben az NPN tranzisztor terhelése. Válassza ki a kollektor maximális megengedett áramának megfelelően. Az R2 a teljesítményfokozatunk terhelését jelenti. A következő kísérletekben transzformátorral helyettesítjük.

Ha most egy oszcilloszkóppal megnézzük a jelet a mikroáramkör 6. érintkezőjénél, akkor egy "fűrészt" fogunk látni. A 8-as számnál (K1) még mindig téglalap alakú impulzusok láthatók, a MOS tranzisztor leeresztőjén pedig az impulzusok azonos alakúak, de nagyobbak.

Hogyan lehet növelni a kimeneti feszültséget?

Most növeljük a feszültséget a TL494CN-nel. A csatlakozási és kapcsolási rajz ugyanaz - a kenyérsütőtáblán. Természetesen nem lehet rá kellően magas feszültséget kapni, főleg, hogy a teljesítmény MOS tranzisztorokon nincs hűtőborda. Csatlakoztasson azonban egy kis transzformátort a végfokozathoz ennek a diagramnak megfelelően.

A transzformátor primer tekercse 10 fordulatot tartalmaz. A szekunder tekercs körülbelül 100 fordulatot tartalmaz. Tehát az átalakítási arány 10. Ha a primer tekercsre 10V-ot adsz, akkor kb 100V-ot kell kapnod a kimeneten. A mag ferritből készül. Használhat közepes méretű magot a PC tápegység transzformátorából.

Legyen óvatos, a transzformátor kimenete nagyfeszültségű. Az áram nagyon alacsony, és nem fog megölni. De jó ütést kaphat. Egy másik veszély az, hogy ha egy nagy kondenzátort telepít a kimenetre, az nagy töltést fog felépíteni. Ezért az áramkör kikapcsolása után le kell meríteni.

Az áramkör kimenetén bármilyen jelzőfényt bekapcsolhat, például egy izzót, mint az alábbi képen.

Egyenfeszültségről működik, és körülbelül 160 V-ra van szüksége a világításához. (A teljes készülék tápellátása körülbelül 15 V - egy nagyságrenddel alacsonyabb.)

A transzformátor kimeneti áramkörét széles körben használják minden UPS-ben, beleértve a PC tápegységeket is. Ezekben az eszközökben az első transzformátor, amely tranzisztoros kapcsolókon keresztül kapcsolódik a PWM vezérlő kimeneteihez, az áramkör kisfeszültségű részére, beleértve a TL494CN-t is, a hálózati feszültség transzformátort tartalmazó nagyfeszültségű részéből szolgál.

Feszültségszabályozó

A saját készítésű kis elektronikai eszközökben általában egy tipikus PC UPS biztosítja az áramellátást, amely a TL494CN-en készül. A PC tápegység áramköre jól ismert, és maguk az egységek is könnyen beszerezhetők, hiszen évente több millió régi PC-t ártalmatlanítanak vagy adnak el alkatrésznek. Általában azonban ezek az UPS-ek legfeljebb 12 V-os feszültséget állítanak elő. Ez túl alacsony a frekvenciaváltóhoz. Természetesen kipróbálhat egy túlfeszültséges PC UPS-t 25 V-ra, de nehéz lesz megtalálni, és túl sok teljesítmény disszipálódik az 5 V-os feszültségen a logikai kapukban.

A TL494-en (vagy analógokon) azonban bármilyen áramkört építhet nagyobb teljesítményre és feszültségre. A PC UPS tipikus alkatrészeinek és az alaplap nagy teljesítményű MOSFET-einek felhasználásával lehetőség van PWM feszültségszabályozó építésére a TL494CN-re. Az átalakító áramköre az alábbi ábrán látható.

Rajta látható a mikroáramkör és a kimeneti fokozat bekapcsolására szolgáló áramkör két tranzisztoron: egy univerzális npn és egy erős MOS.

Fő részek: T1, Q1, L1, D1. A bipoláris T1 egy leegyszerűsített módon csatlakoztatott teljesítmény MOSFET meghajtására szolgál, ún. "Passzív". Az L1 egy régi HP nyomtató induktor fojtótekercs (kb. 50 fordulat, 1 cm magas, 0,5 cm széles tekercsekkel, nyitott fojtótekercs). A D1 egy másik eszközről származik. A TL494 a fentiekhez alternatív módon csatlakozik, bár bármelyik használható.

A C8 egy kis kondenzátor, a hibaerősítő bemenetére jutó zajok elkerülése érdekében a 0,01 uF érték többé-kevésbé normális lesz. A nagyobb értékek lelassítják a kívánt feszültség beállítását.

A C6 még kisebb kondenzátor, és a nagyfrekvenciás interferencia kiszűrésére szolgál. Kapacitása akár több száz pikofarad is lehet.

MŰKÖDÉSI ELV TL494
A GÉPJÁRMŰ FESZÜLTSÉGÁTALAKÍTÓ PÉLDÁJÁN

A TL494 valójában már egy legendás mikroáramkör a kapcsoló tápegységek számára. Egyesek persze vitatkozhatnak azzal, hogy már léteznek újabb, fejlettebb PWM vezérlők, és mi értelme van ezzel a régi cuccsal vacakolni. Személy szerint erre csak egyet tudok mondani - Lev Tolsztoj általában kézzel és úgy írt, ahogy írta! De a kétezer-tizenharmadik Vord jelenléte a számítógépén még senkit sem motivált arra, hogy legalább egy normális történetet írjon. Nos, oké, kinek van kedve tovább nézni, kit nem - minden jót!
Azonnal szeretnék foglalni - a Texas Instruments által gyártott TL494-ről fogunk beszélni. A tény az, hogy ennek a vezérlőnek rengeteg analógja van, amelyeket különböző gyárak gyártanak, és bár szerkezeti diagramjuk NAGYON hasonló, még mindig nem ugyanazok a mikroáramkörök - még a különböző mikroáramkörök hibaerősítőinek is különböző erősítődobozai vannak, ugyanolyan passzív pántokkal. .. Tehát a csere után MINDIG ellenőrizze a javítandó tápegység paramétereit - erre a gereblyére személyesen léptem rá.
Nos, ez egy mondás volt, és most kezdődik a mese. Itt van egy blokkdiagram a TL494-ről, csak a Texas Instruments-től. Ha alaposan megnézzük, nincs benne annyi töltelék, azonban éppen a funkcionális egységek kombinációja tette lehetővé, hogy ez a vezérlő óriási népszerűségre tegyen szert filléres áron.

A mikroáramkörök mind a hagyományos DIP-csomagokban, mind a felületre szerelhető síkokban készülnek. A kivezetés mindkét esetben hasonló. Személy szerint a vakságom miatt szívesebben dolgozom a régimódi módon - közönséges ellenállások, DIP tokok stb.

A hetedik és a tizenkettedik érintkezőnél tápfeszültségünk van, a hetediknél MÍNUSZ, vagy ÁLTALÁNOS, a tizenkettedik PLUSZ. A tápfeszültség tartománya meglehetősen nagy - öt és negyven volt között. Az egyértelműség kedvéért a mikroáramkör passzív elemekkel van összekötve, amelyek beállítják a működési módokat. Nos, mire való, az a mikroáramkör elindításakor kiderül. Igen, igen, pontosan indul, mivel a mikroáramkör nem kezd el azonnal működni a tápfeszültség bekapcsolásakor. Nos, először a dolgok.
Tehát, ha a tápfeszültséget természetesen a TL494 tizenkettedik érintkezőjére csatlakoztatják, a feszültség nem jelenik meg azonnal - mennyi ideig tart a teljesítményszűrő kondenzátorainak feltöltése, és egy valódi áramforrás teljesítménye természetesen , nem végtelen. Igen, ez a folyamat meglehetősen rövid életű, de még mindig létezik - a tápfeszültség egy idő alatt nulláról a névleges értékre nő. Tegyük fel, hogy a névleges tápfeszültségünk 15 volt, és ezt rákapcsoltuk a vezérlőkártyára.
A DA6 stabilizátor kimenetén a feszültség majdnem megegyezik a teljes mikroáramkör tápfeszültségével, amíg a fő tápegység el nem éri a stabilizáló feszültséget. Amíg ez 3,5 volt alatt van, a DA7 komparátor kimenete logikai egység szintjén lesz, mivel ez a komparátor figyeli a belső referencia tápfeszültség értékét. Ez a logikai egység az VAGY DD1 logikai elemhez kerül. A VAGY logikai elem működési elve, hogy ha legalább az egyik bemenete tartalmaz logikai egységet, akkor a kimenet egy lesz, azaz. ha az egyik az első bemeneten VAGY a másodikon, VAGY a harmadikon VAGY a negyediken, akkor a DD1 kimenete egy lesz, és nem számít, hogy mi lesz a többi bemeneten. Így ha a tápfeszültség 3,5 V alatt van, a DA7 tovább blokkolja az órajel áthaladását, és a mikroáramkör kimenetein nem történik semmi, akkor nincsenek vezérlőimpulzusok.

Amint azonban a tápfeszültség meghaladja a 3,5 V-ot, az invertáló bemenet feszültsége nagyobb lesz, mint a nem invertáló bemeneten, és a komparátor a kimeneti feszültségét logikai nullára változtatja, ezáltal megszűnik az első blokkoló fokozat.
A második blokkoló fokozatot a DA5 komparátor vezérli, amely figyeli a tápfeszültséget, vagyis annak 5 voltos értékét, mivel a DA6 belső stabilizátor nem tud nagyobb feszültséget leadni, mint a bemenetén. Amint a tápfeszültség meghaladja az 5 voltot, a DA5 invertáló bemeneten megnő, mivel a nem invertáló bemeneten a VDvn5 Zener dióda stabilizáló feszültsége korlátozza. A DA5 komparátor kimenetén a feszültség egyenlő lesz a logikai nullával, és amikor eléri a DD1 bemenetet, a második blokkoló fokozat megszűnik.
A 14-es érintkezőn keresztül belül és kívül egyaránt 5 voltos belső referenciafeszültséget használnak. A belső használat biztosítja a DA3 és DA4 belső komparátorok stabil működését, mivel ezek a komparátorok a G1 generátor által generált fűrészfog-feszültség értéke alapján állítanak elő vezérlőimpulzusokat.
Itt jobb a sorrend. A mikroáramkör fűrészgenerátorral rendelkezik, amelynek frekvenciája a C3 időzítő kondenzátortól és az R13 ellenállástól függ. Ezenkívül az R13 közvetlenül nem vesz részt a fűrész kialakításában, hanem az áramgenerátor szabályozó elemeként szolgál, amely feltölti a C3 kondenzátort. Így az R13 névleges érték csökkentésével nő a töltőáram, gyorsabban töltődik a kondenzátor és ennek megfelelően nő az órajel frekvencia, és megmarad a kialakított fűrész amplitúdója.

Ezután a fűrész a DA3 komparátor invertáló bemenetére megy. Amelynek nem invertáló bemenetén 0,12 V referenciafeszültség található. Ez pontosan a teljes impulzusszélesség öt százalékának felel meg. Más szóval, függetlenül a DA3 komparátor kimeneti frekvenciától, a teljes vezérlőimpulzus időtartamának pontosan öt százalékánál megjelenik egy logikai egység, ezáltal blokkolja a DD1 elemet, és szünetet biztosít a kimenet tranzisztorainak kapcsolása között. a mikroáramkör szakasza. Ez nem túl kényelmes - ha a frekvencia működés közben változik, akkor a szünetidőt a maximális frekvenciánál kell figyelembe venni, mert a szünetidő lesz a minimális. Ez a probléma azonban meglehetősen egyszerűen megoldható, ha a 0,12 voltos referenciafeszültség értékét növeljük, a szünetek időtartama ennek megfelelően nő. Ez megtehető úgy, hogy az ellenállásokon feszültségosztót szerelünk fel, vagy olyan diódát használunk, amelynek feszültségesése alacsony a csomóponton.

Ezenkívül a generátor fűrésze a DA4 komparátorba kerül, amely összehasonlítja az értékét a DA1 és DA2 hibaerősítői által generált feszültséggel. Ha a hibaerősítő feszültségének értéke a fűrészfog feszültség amplitúdója alatt van, akkor a vezérlő impulzusok változatlan formában jutnak át az alakítóba, de ha a hibaerősítők kimenetein feszültség van és ez nagyobb, mint a minimális érték és kisebb, mint a maximális fűrészfog feszültség, majd amikor a fűrészfog feszültség eléri az erősítő hibáiból származó feszültségszintet, a DA4 komparátor egy logikai egység szintjét generálja és kikapcsolja a DD1-re menő vezérlő impulzust.

A DD1 után van egy DD2 inverter, amely az elülső DD3-on működő D-flip-flop éleit képezi. A trigger pedig az órajelet kettéosztja, és felváltva lehetővé teszi az elemek működését I. egy logikai egység van jelen. Ezen logikai elemek ÉS második érintkezői egymáshoz vannak kötve, és a tizenharmadik érintkezőhöz vannak kivezetve, amely a mikroáramkör külső engedélyezésére használható.
A DD4 után a DD5 egy OR-NOT elempár. Ez már ismerős VAGY elem, csak a kimeneti feszültsége invertált, pl. Nem igaz. Vagyis ha az elem legalább egyik bemenetén logikai egység van, akkor a kimenete NEM egység lesz, pl. nulla. És ahhoz, hogy egy logikai egység megjelenjen egy elem kimenetén, annak mindkét bemenetén jelen kell lennie egy logikai nullának.
A DD6 és DD7 elemek második bemenetei közvetlenül a DD1 kimenetére csatlakoznak, ami blokkolja az elemeket, miközben a DD1 kimenetén logikai egység van jelen.
A DD6 és DD7 kimenetekről a vezérlőimpulzusok a PWM vezérlő kimeneti fokozatának tranzisztorainak bázisára jutnak. Sőt, maga a mikroáramkör csak az alapokat használja, a kollektorok és emitterek pedig a mikroáramkör folyosóiból kerülnek ki, és a felhasználó saját belátása szerint használhatja őket. Például az emittereket a közös vezetékre csatlakoztatva és a hozzáillő transzformátor tekercsét a kollektorokhoz csatlakoztatva közvetlenül vezérelhetjük a teljesítménytranzisztorokat a mikroáramkörrel.
Ha a kimeneti tranzisztorok kollektorai a tápfeszültségre vannak kötve, és az emitterek ellenállásokkal vannak terhelve, akkor vezérlőimpulzusokat kapunk a teljesítménytranzisztorok kapuinak közvetlen vezérlésére, természetesen nem túl erős - a kollektoráram a végfok tranzisztorainak feszültsége nem haladhatja meg a 250 mA-t.
A TL494-et egyvégű konverterek vezérlésére is használhatjuk, ha a tranzisztorok kollektorait és emittereit összekötjük egymással. Ezzel az áramkörrel impulzusstabilizátorok is építhetők - a fix szünetidő nem teszi lehetővé az induktivitás mágnesesedését, de többcsatornás stabilizátorként is használható.
Most néhány szó a kapcsolási rajzról és a TL494 PWM vezérlő csöveiről. A nagyobb áttekinthetőség érdekében több sémát veszünk az internetről, és megpróbáljuk kitalálni őket.

GÉPJÁRMŰ FESZÜLTSÉGÁTALAKÍTÓK ÁBRÁJA
TL494 HASZNÁLATA

Először is vessünk egy pillantást az autóipari átalakítókra. A diagramokat úgy vesszük, ahogy VAN, ezért a magyarázatok mellett megengedem, hogy kiemeljek néhány olyan árnyalatot, amelyeket másképp csináltam volna.
Tehát az 1-es számú séma... Autóipari feszültség-átalakító, amely stabilizált kimeneti feszültséggel rendelkezik, és a stabilizálás közvetett módon történik - nem a konverter kimeneti feszültségét, hanem a kiegészítő tekercs feszültségét szabályozzák. Természetesen a transzformátor kimeneti feszültségei össze vannak kötve, ezért az egyik tekercs terhelésének növekedése nemcsak rajta, hanem az ugyanazon a magon tekercselt összes tekercsen is feszültségesést okoz. A kiegészítő tekercs feszültségét a diódahíd egyenirányítja, a csillapító áthalad az R20 ellenálláson, a C5 kondenzátor simítja, és az R21 ellenálláson keresztül belép a mikroáramkör első lábába. Felidézzük a blokkdiagramot, és látjuk, hogy az első kimenetünk a hibaerősítő nem invertáló bemenete. A második kimenet az invertáló bemenet, amelyen keresztül a hibaerősítő kimenetéről (3. érintkező) negatív visszacsatolás érkezik az R2 ellenálláson keresztül. Általában ezzel az ellenállással párhuzamosan egy 10 ... 47 nanofarad kondenzátort helyeznek el - ez némileg lelassítja a hibaerősítő reakciósebességét, ugyanakkor jelentősen megnöveli működésének stabilitását és teljesen kiküszöböli a hiba hatását. túllövés.

Túllövés - túl erős a vezérlő válasza a terhelés változásaira és az oszcillációs folyamat valószínűségére. Erre a hatásra akkor térünk vissza, ha teljesen megértjük az áramkörben zajló összes folyamatot, tehát visszatérünk a 2. érintkezőhöz, amely a 14-es érintkezőhöz képest előfeszített, ami a belső 5 voltos szabályozó kimenete. Ez a hibaerősítő pontosabb működése érdekében történt - az erősítő egypólusú tápfeszültséggel rendelkezik, és meglehetősen nehéz nullához közeli feszültségekkel dolgozni. Ezért ilyen esetekben további feszültségek keletkeznek, amelyek az erősítőt működési módokba kapcsolják.
Többek között 5 voltos stabilizált feszültséget használnak a "lágy" indítás kialakítására - a C1 kondenzátoron keresztül a mikroáramkör 4-es érintkezőjére táplálják. Hadd emlékeztesselek arra, hogy a vezérlőimpulzusok közötti szünet az ezen a tűn lévő feszültségtől függ. Ebből nem nehéz azt a következtetést levonni, hogy amíg a C1 kondenzátor lemerült, a szünetidő olyan hosszú lesz, hogy meghaladja maguknak a vezérlőimpulzusoknak az időtartamát. Azonban ahogy a kondenzátor töltődik, a negyedik érintkező feszültsége csökkenni kezd, csökkentve a szünet idejét. A vezérlő impulzusok időtartama növekedni kezd, amíg el nem éri az 5%-os értékét. Ez az áramköri kialakítás lehetővé teszi a teljesítménytranzisztorokon áthaladó áram korlátozását a szekunder teljesítménykondenzátorok töltése során, és kiküszöböli a teljesítményfokozat túlterhelését, mivel a kimeneti feszültség effektív értéke fokozatosan növekszik.
A mikroáramkör nyolcadik és tizenegyedik érintkezője a tápfeszültségre van kötve, ezért a végfok emitterkövetőként működik, és ez így is van - a kilencedik és a tizedik érintkező az R6 és R7 áramkorlátozó ellenállásokon keresztül csatlakozik a az R8 és R9 ellenállások, valamint a VT1 és VT2 alapokhoz ... Így a vezérlő kimeneti fokozata megerősödik - a teljesítménytranzisztorok nyitása az R6 és R7 ellenállásokon keresztül történik, amelyek sorba vannak kapcsolva a VD2 és VD3 diódákkal, de bekövetkezik a sokkal több energiát igénylő zárás. VT1 és VT2 segítségével, emitterkövetőként beépítve, de pontosan akkor ad nagy áramot, amikor a kapukon nulla feszültség keletkezik.
Ezután 4 teljesítménytranzisztorunk van a karban, párhuzamosan csatlakoztatva, hogy több áramot kapjunk. Őszintén szólva, ezeknek a tranzisztoroknak a használata némi zavart okoz. Valószínűleg ennek a sémának a szerzője egyszerűen rendelkezett velük, és úgy döntött, hogy csatolja őket. Az tény, hogy az IRF540 maximális áramerőssége 23 amper, a kapukban tárolt energia 65 nano Coulomb, a legnépszerűbb IRFZ44 tranzisztorok maximális áramerőssége pedig 49 amper, míg a kapu energiája 63 nano Coulomb. Más szóval, két pár IRFZ44 használatával kismértékben növeljük a maximális áramerősséget és kétszeresére csökkentjük a terhelést a mikroáramkör kimeneti fokozatán, ami csak növeli ennek a kialakításnak a megbízhatóságát a paraméterek tekintetében. És a „Kevesebb részlet – nagyobb megbízhatóság” képletet nem törölték.

Természetesen a teljesítménytranzisztoroknak ugyanabból a kötegből kell származniuk, mivel ebben az esetben csökken a paraméterek terjedése a párhuzamosan kapcsolt tranzisztorok között. Ideális esetben természetesen jobb, ha a tranzisztorokat erősítéssel választjuk, de ez nem mindig fordul elő, de az azonos tétel tranzisztorainak vásárlása minden esetben bevált.

A teljesítménytranzisztorokkal párhuzamosan sorba kapcsolt R18, R22 ellenállások és C3, C12 kondenzátorok találhatók. Ezek az önindukciós impulzusok elnyomására szolgálnak, amelyek elkerülhetetlenül előfordulnak, amikor négyszögletes impulzusokat alkalmaznak egy induktív terhelésre. Ezenkívül a helyzetet súlyosbítja az impulzusszélesség-moduláció. Érdemes itt részletesebben elidőzni.
Amíg a teljesítménytranzisztor nyitva van, áram folyik át a tekercsen, és az áram folyamatosan növekszik, és növeli a mágneses mezőt, amelynek energiája átkerül a szekunder tekercsbe. De amint a tranzisztor bezárul, a tekercsen keresztüli áram leáll, és a mágneses tér összeomlik, ami fordított polaritású feszültséget okoz. A már meglévő feszültséghez hozzáadva egy rövid impulzus jelenik meg, melynek amplitúdója meghaladhatja az eredetileg alkalmazott feszültséget. Ez olyan áramlökést okoz, amely az önindukció által indukált feszültség polaritásának ismételt megfordítását okozza, és most az önindukció csökkenti a rendelkezésre álló feszültség értékét, és amint az áram csökken, az önindukció polaritása az önindukciós impulzus ismét megváltozik. Ez a folyamat csillapító jellegű, azonban az önindukciós áramok és feszültségek értékei egyenesen arányosak a transzformátor teljes teljesítményével.

Ezen kilengések eredményeként a tápkapcsoló zárásának pillanatában sokkhatás figyelhető meg a transzformátor tekercsén, és ezek elnyomására snubmereket használnak - az ellenállás ellenállását és a kondenzátor kapacitását úgy választják meg. hogy a kondenzátor feltöltéséhez pontosan annyi idő szükséges, mint az önindukciós impulzustranszformátor polaritásának megváltoztatásához.
Miért kell harcolni ezekkel az impulzusokkal? Minden nagyon egyszerű - a diódákat a modern teljesítménytranzisztorokba telepítik, és esési feszültségük sokkal magasabb, mint a nyílt mező ellenállása, és pontosan a diódáknak van nehéz dolga, amikor elkezdik eloltani az önindukciós túlfeszültségeket a A teljesítménybuszok önmagukon keresztül, és általában a teljesítménytranzisztorok háza nem azért melegszik fel, mert a tranzisztorok átmeneteinek kristályai fűtnek, hanem a belső diódák. Ha eltávolítja a diódákat, akkor a fordított feszültség szó szerint az első impulzusnál megöli a teljesítménytranzisztort.
Ha a konverter nincs felszerelve PWM stabilizátorral, akkor az önindukciós ütközés ideje viszonylag rövid - hamarosan kinyílik a második kar teljesítménytranzisztorja, és az önindukciót a nyitott tranzisztor alacsony ellenállása fojtja.

Ha azonban a konverter rendelkezik a kimeneti feszültség PWM vezérlésével, akkor a teljesítménytranzisztorok nyitása közötti szünetek meglehetősen hosszúak lesznek, és természetesen az önindukciós ütközés ideje jelentősen megnő, növelve a tranzisztorokon belüli diódák felmelegedését. Ez az oka annak, hogy stabilizált tápegységek létrehozásakor nem ajánlott 25%-nál nagyobb kimeneti feszültségtartalékot lefektetni - a szünetidő túl hosszú lesz, és ez a végfok hőmérsékletének indokolatlan növekedését okozza még a végfokozatban is. pergők jelenléte.
Ugyanezen okból a gyári autós teljesítményerősítők túlnyomó többsége nem rendelkezik stabilizálással, még akkor sem, ha a TL494-et vezérlőként használják - megspórolják a feszültségátalakító hűtőbordáinak területét.
Nos, most, hogy a fő csomópontokat figyelembe vettük, nézzük meg, hogyan működik a PWM stabilizálás. A kimenetünkön ± 60 voltos bipoláris feszültséget deklarálunk. A korábban elmondottakból világossá válik, hogy a transzformátor szekunder tekercsét úgy kell megtervezni, hogy 60 V plusz 25% százalékot termeljen, i.e. 60 plusz 15 egyenlő 75 volttal. A 60 voltos effektív érték eléréséhez azonban egy félhullám, pontosabban egy konverziós periódus időtartamának a névleges érték 25%-ával rövidebbnek kell lennie. Ne felejtsük el, hogy a váltások közötti szünetek minden esetben beavatkoznak, ezért a szünetformáló által bevezetett 5% automatikusan leáll, és a vezérlő impulzusunkat csökkenteni kell a fennmaradó 20%-kal.
Ezt az átalakítási periódusok közötti szünetet a szekunder teljesítményszűrő induktorában felhalmozott mágneses energia és a kondenzátorokban felhalmozott töltés kompenzálja. Igaz, elektrolitot nem tennék a fojtó elé, de mint minden más kondenzátor - jobb a kondenzátorokat a fojtó után rakni, és az elektrolitok mellé természetesen fóliát is - ezek jobban elnyomják az impulzus túlfeszültségeket és az interferenciát .
A kimeneti feszültség stabilizálása a következőképpen történik. Amíg nincs terhelés, vagy nagyon kicsi, a C8-C11 kondenzátorok energiáját szinte nem fogyasztják, és nem kell sok energia a helyreállításához, és a szekunder tekercs kimeneti feszültségének amplitúdója elég nagy lesz. Ennek megfelelően a kiegészítő tekercs kimeneti feszültségének amplitúdója nagy lesz. Ez növeli a feszültséget a vezérlő első kivezetésénél, ami viszont a hibaerősítő kimeneti feszültségének növekedéséhez vezet, és a vezérlő impulzusok időtartama olyan értékre csökken, amelynél egyensúlyt kell teremteni az energiafogyasztás és a transzformátorra szolgáltatott teljesítmény között.
Amint a fogyasztás növekedni kezd, a kiegészítő tekercs feszültsége csökken, és a hibaerősítő kimenetén a feszültség természetesen csökken. Ez a vezérlő impulzusok időtartamának növekedését és a transzformátorhoz juttatott energia növekedését okozza. Az impulzus időtartama addig nő, amíg az elfogyasztott és adott energia egyensúlya újra létrejön. Ha a terhelés csökken, akkor ismét kiegyensúlyozatlanság lép fel, és a vezérlőnek le kell rövidítenie a vezérlőimpulzusok időtartamát.

Helytelenül kiválasztott visszacsatolási besorolás esetén túllövési hatás léphet fel. Ez nem csak a TL494-re vonatkozik, hanem minden feszültségstabilizátorra is. A TL494 esetében a túllövés hatás általában akkor jelentkezik, ha nincsenek olyan áramkörök, amelyek lassítják a visszacsatolási választ. Természetesen nem szabad túlságosan lelassítani a reakciót - a stabilizációs együttható megsérülhet, azonban a túl gyors reakció nem előnyös. Ez pedig a következő módon nyilvánul meg. Tegyük fel, hogy a terhelésünk nőtt, a feszültség csökkenni kezd, a PWM vezérlő próbálja helyreállítani az egyensúlyt, de túl gyorsan teszi, és nem arányosan, hanem sokkal erősebben növeli a vezérlő impulzusok időtartamát. Ebben az esetben a feszültség effektív értéke meredeken emelkedik. Természetesen most a vezérlő látja, hogy a feszültség magasabb, mint a stabilizáló feszültség, és élesen csökkenti az impulzus időtartamát, megpróbálva kiegyensúlyozni a kimeneti feszültséget és a referenciafeszültséget. Az impulzus időtartama azonban rövidebb lett a kelleténél, és a kimeneti feszültség sokkal kisebb lesz a szükségesnél. A vezérlő ismét megnöveli az impulzus időtartamát, de ismét túlzásba vitte - a feszültség többnek bizonyult a szükségesnél, és nincs más dolga, mint csökkenteni az impulzus időtartamát.
Így az átalakító kimenetén nem stabilizált feszültség jön létre, hanem a beállított 20-40%-ával ingadozik, mind a túllépés, mind az alulbecslés irányába. Természetesen a fogyasztók valószínűleg nem szeretik az ilyen tápegységet, ezért az átalakító összeszerelése után ellenőrizni kell a söntök reakciósebességét, hogy ne váljon meg az újonnan összeszerelt járműtől.
A biztosítékból ítélve az átalakító meglehetősen erős, de ebben az esetben a C7 és C8 kapacitások egyértelműen nem elegendőek, hozzá kell adni még legalább hármat. A VD1 dióda a polaritás felcserélés elleni védelemre szolgál, és ha ez megtörténik, akkor nem valószínű, hogy túléli - egy 30-40 amperes biztosítékot nem olyan egyszerű kioltani.
Nos, a végén marad még hozzá, hogy ez az átalakító nem fal-by-pass rendszerrel van felszerelve, pl. tápfeszültségre csatlakoztatva azonnal elindul és csak a tápfeszültség kikapcsolásával lehet leállítani. Ez nem túl kényelmes - elég erős kapcsolóra van szüksége.

2-es számú autó feszültségátalakítója, szintén stabilizált kimeneti feszültséggel rendelkezik, amit egy optocsatoló jelenléte is bizonyít, melynek LED-je a kimeneti feszültségre van kötve. Ezenkívül TL431-en keresztül csatlakozik, ami jelentősen növeli a kimeneti feszültség fenntartásának pontosságát. A stabilizált feszültségre az optocsatoló fototranzisztorát is a második TL431 mikrochipp köti. Ennek a stabilizátornak a lényege engem személyesen elkerült - a mikroáramkörben öt volt stabilizált, és nincs értelme további stabilizátort telepíteni. A fototranzisztor emittere a hibaerősítő nem invertáló bemenetére megy (1. érintkező). A hibaerősítőt negatív visszacsatolás fedi, válaszának lassítására egy R10 ellenállást és egy C2 kondenzátort vezetnek be.

A második hibaerősítő a konverter kényszerleállítására szolgál üzemen kívüli helyzetben - ha a tizenhatodik kimeneten nagyobb feszültség van, mint amit az R13 és R16 osztó generál, és ez körülbelül két és fél volt, a vezérlő elkezdi csökkenteni a vezérlő impulzusok időtartamát, amíg azok teljesen eltűnnek.
A lágyindítás az előző sémához hasonlóan szerveződik - szünetidők kialakításával, bár a C3 kondenzátor kapacitása kissé kicsi - én 4,7 ... 10 μF-ra tenném.
A mikroáramkör kimeneti fokozata emitterkövető módban működik, az áram erősítésére a VT1-VT4 tranzisztorokon egy teljes értékű kiegészítő emitterkövetőt használnak, ami viszont az erőtérben dolgozók kapujára van terhelve, bár én csökkenteném. az R22-R25 értéke 22 ... 33 ohm. Aztán jönnek a tápok és a táptranszformátor, utána egy diódahíd és egy simítószűrő. Ebben az áramkörben a szűrő pontosabban készült - egy magon van, és ugyanannyi fordulatot tartalmaz. Ez a befogadás a lehető legnagyobb szűrést biztosítja, mivel az ellentétes mágneses mezők kioltják egymást.
A készenléti üzemmód a VT9 tranzisztoron és a K1 relén van megszervezve, amelyek érintkezői csak a vezérlőt táplálják. A tápegység folyamatosan a tápfeszültségre van kötve, és amíg a vezérlő impulzusok meg nem jelennek a vezérlőből, a VT5-VT8 tranzisztorok zárva lesznek.
Azt, hogy a vezérlőt tápfeszültséggel látják el, a HL1 LED jelzi.

A következő diagram... A következő diagram... Ez az autóipari feszültségátalakító harmadik verziója de vegyük sorba...

Kezdjük a főbb különbségekkel a hagyományos lehetőségekhez képest, nevezetesen a félhíd-meghajtó használatával egy autóipari átalakítóban. Na, ezzel még lehet valahogy megbékélni - a mikroáramkörben 4 db jó nyitási-zárási sebességű tranzisztor van, sőt, két amperes is. A megfelelő csatlakoztatás után Push-pull üzemmódba állítható, azonban a mikroáramkör nem fordítja meg a kimeneti jelet, bemeneteire pedig vezérlőimpulzusok jutnak a vezérlő kollektorairól, ezért amint a vezérlő szünetet ad a vezérlő impulzusok között, a logikai egységeknek megfelelő szintek, pl. közel a tápfeszültséghez. Az Irka melletti elhaladást követően az impulzusok az áramtranzitorok kapuiba kerülnek, amelyeket biztonságosan kinyitnak. Mindkettő... Egyszerre. Persze megértem, hogy lehet, hogy az FB180SA10 tranzisztorokkal nem sikerül elsőre - elvégre 180 ampert kell fejleszteni, és ilyen áramoknál általában elkezdenek kiégni a pályák, de mindez valahogy túl kemény. És ugyanezen tranzisztorok ára több mint ezer egyenként.
A következő rejtélyes pillanat a primer tápsínben található áramváltó használata, amelyen egyenáram folyik át. Nyilvánvaló, hogy ebben a transzformátorban még mindig lesz valami indukálva az áram változása miatt a kapcsolás pillanatában, de mindez valahogy nem teljesen helyes. Nem, a túlterhelés elleni védelem működni fog, de mennyire helyes? Hiszen az áramváltó kimenete is enyhén szólva túl eredetire van tervezve - a 15-ös érintkezőnél megnövekedett áramerősséggel, ami a hibaerősítő invertáló bemenete, az R18 ellenállást alkotó feszültség együtt az R20 osztója csökkenni fog. Természetesen ezen a kimeneten a feszültség csökkenése a hibaerősítő feszültségének növekedését okozza, ami viszont lerövidíti a vezérlőimpulzusokat. Az R18 azonban közvetlenül az elsődleges tápbusszal csatlakozik, és az ezen a buszon fellépő összes zavar közvetlenül befolyásolja a túlterhelés elleni védelem működését.
A kimenő feszültség stabilizálásának beállítása megtörténik... Nos, elvileg ugyanaz, mint a tápegység működése... Az átalakító indítása után, amint a kimeneti feszültség eléri azt az értéket, amelynél a LED az U1.2 optocsatoló világítani kezd, az U1.1 optocsatoló tranzisztorja kinyílik. Nyitása az R10 és R11 elosztója által létrehozott feszültség csökkenését okozza. Ez pedig a hibaerősítő kimeneti feszültségének csökkenését okozza, mivel ez a feszültség az erősítő nem invertáló bemenetére van kötve. Nos, mivel a hibaerősítő kimenetén a feszültség csökken, a vezérlő elkezdi növelni az impulzus időtartamát, ezáltal növeli az optocsatoló LED fényerejét, ami még jobban kinyitja a fototranzisztort, és még tovább növeli az impulzus időtartamát. Ez addig történik, amíg a kimeneti feszültség el nem éri a lehetséges maximális értéket.
Általánosságban elmondható, hogy a séma annyira eredeti, hogy csak ismétlésre adhatod az ellenségnek, és ezért a bűnért garantáltan örökkévaló gyötrelem a pokolban. Nem tudom, ki a hibás... Nekem személy szerint az volt a benyomásom, hogy ez valakinek a szakdolgozata, esetleg szakdolgozat, de nem akarom elhinni, mert ha megjelent, akkor megvédték, és ez arra utal, hogy a tanári kar végzettsége sokkal rosszabb, mint gondoltam...

Az autóipari feszültség-átalakító negyedik változata.
Nem mondom, hogy ideális megoldás, ennek ellenére egy időben én is részt vettem ennek a rendszernek a kidolgozásában. Itt egyszerre egy kis része a nyugtatónak - tizenöt és tizenhat érintkező van összekapcsolva, és egy közös vezetékhez csatlakozik, bár logikusan a tizenötödik tűt a tizennegyedikhez kell csatlakoztatni. Ennek ellenére a hiba második erősítő bemeneteinek földelése semmilyen módon nem befolyásolta a működőképességet. Ezért a te belátásodra bízom, hogy hova csatlakoztasd a tizenötödik kimenetet.

A belső stabilizátor öt voltos kimenetét ebben az áramkörben nagyon intenzíven használják. Öt voltból referenciafeszültséget képezünk, amellyel a kimeneti feszültséget összehasonlítjuk. Ez az R8 és R2 ellenállások segítségével történik. A referenciafeszültség hullámzásának csökkentése érdekében a C1 kondenzátort az R2-vel párhuzamosan kell csatlakoztatni. Mivel az R8 és R2 ellenállások azonosak, a referenciafeszültség két és fél volt.
Ezenkívül öt voltot használnak a lágy indításhoz - a C6 kondenzátor a bekapcsolás pillanatában rövid ideig öt voltot képez a vezérlő negyedik kimenetén, azaz. töltés közben a vezérlőimpulzusok közötti kényszerszünet ideje a maximumtól a névleges értékig változik.
Ugyanez az öt volt csatlakozik a DA optocsatoló fototranzisztorának kollektorához, emittere pedig az R5 és R4 kis osztón keresztül az első hibaerősítő nem invertáló bemenetére - az 1. érintkezőre. , a hibaerősítő kimenetéről negatív visszacsatolás van kötve. A visszacsatolás egy C2 kondenzátorral rendelkezik, amely lassítja a vezérlő reakcióját, amelynek kapacitása tíz nanofaradtól hatvannyolc nanofaradig terjedhet.
A vezérlő kimeneti fokozata ismétlő üzemmódban működik, az áramerősítést pedig a VT3-VT6 tranzisztoros meghajtó fokozata végzi. Természetesen a meghajtó fokozat teljesítménye elegendő lesz egynél több teljesítménytranzisztor vezérléséhez, valójában ez volt a tét - kezdetben a vezérlővel ellátott táblát a tápegységtől külön hajtották végre, de végül kiderült, hogy nem túl kényelmes. Ezért a nyomtatott vezetők átkerültek az alaplapra, a transzformátorokat, és persze a teljesítménytranzisztorokat már a tábla meghosszabbításával variálták.
A teljesítménytranszformátor egy áramváltón keresztül csatlakozik a tranzisztorokhoz, amely a túlterhelés elleni védelem működéséért felelős. Ebben a verzióban nem szerelték fel a snubereket - komoly radiátorokat használtak.
Amint feszültség jelenik meg az UPR terminálon, a VT2 tranzisztor kinyílik, ami viszont telítettségbe hajtja a VT1-et. A VT1 emitterén egy integrált stabilizátor 15-ös feszültsége van, amely szabadon átengedi a VD5 diódáról táplált tápfeszültséget, mivel az kisebb, mint a stabilizáló feszültség. A tizenkét voltos fő tápfeszültséget az R28 ellenálláson keresztül táplálják erre a diódára. A VT1 kinyitása után táplálja a vezérlőt és a meghajtó tranzisztorokat, és az átalakító elindul. Amint impulzusok jelennek meg a teljesítménytranszformátoron, a tekercsének feszültsége eléri a fő tápegység értékének kétszeresét, és a VD4 és VD6 diódákon áthaladva 15 volton a stabilizátor bemenetére kerül. Így a konverter indítása után a vezérlőt a már stabilizált tápegység táplálja. Ez az áramköri megoldás lehetővé teszi az átalakító stabil működésének fenntartását hat-hét voltos tápellátás mellett is.
A kimenő feszültség stabilizálása a DA optocsatoló LED lumineszcenciájának figyelésével történik, melynek LED-je rezisztív osztón keresztül csatlakozik hozzá. Ezenkívül a kimeneti feszültségnek csak az egyik vállát szabályozza. A második kar stabilizálása mágneses csatoláson keresztül történik, amely az L2 és L3 induktivitások magjában történik, mivel ez a szűrő egy magon készül. Amint a kimeneti feszültség pozitív lábának terhelése megnő, a mag mágnesezni kezd, és ennek eredményeként a diódahíd negatív feszültsége nehezebben jut el az átalakító kimenetére, elkezdődik a negatív feszültség. leesik, és az optocsatoló LED erre reagál, és arra kényszeríti a vezérlőt, hogy növelje a vezérlőimpulzusok időtartamát. Vagyis a fojtó a szűrési funkciókon túl a csoportstabilizáló fojtó szerepét tölti be, és ugyanúgy működik, mint a számítógépes tápegységeknél, egyszerre több kimeneti feszültséget stabilizálva.
A túlterhelés elleni védelem kissé durva, de ennek ellenére elég hatékony. A védelmi küszöböt az R26 ellenállás szabályozza. Amint a teljesítménytranzisztorokon áthaladó áram eléri a kritikus értéket, az áramváltó feszültsége kinyitja a VS1 tirisztort, és a vezérlőfeszültséget az UPR terminálról a földre söntöli, ezáltal eltávolítja a tápfeszültséget a vezérlőről. Ezenkívül az R19 ellenálláson keresztül a C7 kondenzátor felgyorsult kisülése következik be, amelynek kapacitását még mindig jobb 100 μF-ra csökkenteni.
A kioldott védelem visszaállításához el kell távolítani, majd újra feszültséget kell kapcsolni az UPR terminálra.
Ennek az átalakítónak egy másik jellemzője a kondenzátor-ellenálló feszültség-meghajtó használata a teljesítménytranzisztorok kapuiban. Ezeknek a láncoknak a felszerelésével a kapukon negatív feszültséget lehetett elérni, amely a teljesítménytranzisztorok zárásának felgyorsítására szolgál. A tranzisztorok lezárásának ez a módja azonban nem járt sem a hatásfok növelésével, sem a hőmérséklet csökkenésével, még snuberek használata mellett sem, és elhagyták - kevesebb alkatrész - nagyobb megbízhatóság.

Nos, az utolsó, ötödik autó átalakító... Ez a séma az előző logikus folytatása, de további funkciókkal van felszerelve, amelyek javítják fogyasztói tulajdonságait. A REM vezérlőfeszültséget egy KSD301 85 fokos visszaállítható hőbiztosíték szolgáltatja, amely az átalakító hűtőbordájára van felszerelve. Ideális esetben egy radiátornak kell lennie mind a teljesítményerősítőnek, mind a feszültségátalakítónak.

Ha a hőbiztosíték érintkezői zártak, pl. a hőmérséklet nem éri el a nyolcvanöt fokot, ekkor a REM terminálról érkező vezérlőfeszültség kinyitja a VT14 tranzisztort, ami viszont kinyitja a VT13-at, és a fő áramforrásból tizenkét volt belép a tizenöt voltos KRENKA bemenetre. Mivel a bemeneti feszültség alacsonyabb, mint a KRENKA stabilizációs feszültsége a kimenetén, szinte változatlannak tűnik - csak a szabályozó tranzisztoron történő csökkenés okoz egy kis csökkenést. A KRENKA tápellátása magához a vezérlőhöz és a VT4-VT7 meghajtó fokozat tranzisztorokhoz jut. Amint a belső öt voltos stabilizátor feszültséget ad ki, a C6 kondenzátor töltődni kezd, csökkentve a vezérlőimpulzusok közötti szünetek időtartamát. A vezérlő impulzusok elkezdik kinyitni a transzformátor szekunder tekercsén lévő teljesítménytranzisztorokat, és elkezdik növelni a szekunder feszültségek effektív értékét. Az első szekunder tekercstől egy felezőpontos egyenirányítón keresztül 24 voltos feszültség esik a C18 kondenzátor pozitív kivezetésére, és mivel feszültsége nagyobb, mint a VD13 fő tizenkét voltos dióda, bezár, és most a vezérlő magáról a szekunder tekercsről fog táplálni. Ezenkívül a huszonnégy volt több mint tizenöt, ezért működés közben egy tizenöt voltos stabilizátor kapcsol be, és most a vezérlőt stabilizált feszültség táplálja.
A vezérlő impulzusok növekedésével az effektív feszültség értéke a második szekunder tekercsen is növekszik, és amint eléri azt az értéket, amelynél a DA optocsatoló LED-je világítani kezd, a fototranzisztor nyitni kezd, és a rendszer elkezdi az adatgyűjtést. stabil állapot - az impulzus időtartamának növekedése leáll, mivel a fototranzisztor emittere egy nem invertáló vezérlő hibaerősítő kimenetbe van bekötve. A terhelés növekedésével a kimeneti feszültség csökkenni kezd, természetesen a LED fényereje csökkenni kezd, és a vezérlő első kimenetének feszültsége csökken, és a vezérlő csak annyival növeli az impulzus időtartamát. elég ahhoz, hogy visszaállítsa a LED fényerejét.
A kimeneti feszültség szabályozása a negatív ágon, a fogyasztás változásaira a pozitív ágon pedig az L1 csoportstabilizáló fojtótekercs miatt történik. A szabályozott feszültség reakciójának felgyorsítása érdekében a negatív kart egy R38 ellenállással is terheljük. Itt azonnal érdemes lefoglalni - nem kell túl nagy elektrolitokat akasztani a másodlagos tápra - nagy konverziós frekvenciákon nincs sok értelme belőlük, de jelentős hatással lehetnek a teljes stabilizációs együtthatóra - így a pozitív váll feszültsége növekedni kezd a terhelés növekedése esetén, a negatív váll feszültségének is csökkennie kell. Ha a negatív váll fogyasztása nem nagy, és a kondenzátor kapacitása meglehetősen nagy C24, akkor meglehetősen hosszú ideig kisüt, és a vezérlésnek nem lesz ideje nyomon követni, hogy a pozitív váll feszültsége leesett. .
Emiatt erősen ajánlott, hogy magán az átalakító kártyán legfeljebb 1000 uF-ot helyezzen a vállba, és 220 ... 470 uF-ot a teljesítményerősítő kártyákra, és nem többet.
Az audiojel csúcsain lévő teljesítmény hiányát a transzformátor teljes teljesítményével kell kompenzálni.
A túlterhelés elleni védelmet egy áramváltó hajtja végre, amelynek feszültségét a VD5 és VD6 diódák egyenirányítják, és az R26 érzékenységszabályozóhoz jutnak. Továbbá a VD4 dióda áthaladásával, amely egyfajta amplitúdóhatároló, a feszültség a VT8 tranzisztor alapjára esik. Ennek a tranzisztornak a kollektora a VT2-VT3-ra szerelt Schmidt trigger bemenetére van kötve, és amint a VT8 tranzisztor kinyílik, bezárja a VT3-at. A VT3 kollektor feszültsége megnő, és a VT2 kinyílik, kinyitva a VT1-et.
Mind a triggert, mind a VT1-et a vezérlő öt voltos stabilizátora táplálja, és a VT1 kinyitásakor öt voltot küld a vezérlő tizenhatodik kimenetére, élesen csökkentve a vezérlőimpulzusok időtartamát. Ezenkívül a VD3 diódán keresztül öt volt a négyes érintkezőhöz megy, növelve a kényszerített szünet idejét a maximális lehetséges értékre, azaz. A vezérlő impulzusok egyszerre kétféleképpen csökkenthetők - egy hibaerősítőn keresztül, amely nem rendelkezik negatív visszacsatolójellel, és komparátorként működik, amely szinte azonnal csökkenti az impulzus időtartamát, valamint egy szünetidő-formáló segítségével, amely mostantól fokozatosan növeli az impulzus időtartamát. lemerült kondenzátor, és ha a terhelés még mindig túl nagy, a védelem újra működik, amint a VT8 kinyílik. A VT2-VT3 triggernek azonban van még egy feladata - figyeli a 12 V-os fő primer feszültség értékét, és amint az R21 és R22 ellenállásokon keresztül a VT3 alapfeszültségének 9-10 V alá kerül, az előfeszítés nem lesz elég, és a VT3 bezárul, megnyílik a VT2 és a VT1. A vezérlő leáll, és a másodlagos tápellátás megszűnik.
Ez a modul lehetőséget ad az autó beindítására, ha a tulajdonosa hirtelen úgy dönt, hogy zenét hallgat egy el nem indult autón, és megvédi az erősítőt a hirtelen feszültségeséstől az autó indításakor - az átalakító egyszerűen kivárja a pillanatot kritikus fogyasztás, védve mind a teljesítményerősítőt, mind a saját bekapcsológombjait...
A konverter nyomtatott áramköri lapjának rajza, és két lehetőség van - egy és két transzformátor.
Miért két transzformátor?
A nagyobb teljesítményért. Az a tény, hogy a transzformátor teljes teljesítménye az autóipari átalakítókban tizenkét voltos tápfeszültségre korlátozódik, amihez bizonyos számú fordulat szükséges a transzformátoron. A gyűrűnek az elsődleges féltekercsben legalább négy fordulattal kell rendelkeznie, w alakú ferrit esetén a menetek száma háromra csökkenthető.

Ez a korlát elsősorban abból adódik, hogy kisebb fordulatszámmal a mágneses tér már nem válik egyenletessé, veszteségei pedig túl nagyok. Ezért az átalakítási frekvenciát sem lehet magasabb frekvenciákra vinni - csökkentenie kell a fordulatok számát, és ez nem megengedhető.
Tehát kiderül, hogy az összteljesítményt az elsődleges tekercs fordulatszáma korlátozza, és nem egy nagy átalakítási frekvenciatartomány - 20 kHz alá nem lehet lemenni - az átalakító zavarása nem lehet az audio tartományban, mivel mindent megtesznek azért, hogy meghallják őket a hangszórókban.
40 kHz fölé sem emelkedhet - az elsődleges tekercs menetszáma túl kicsi lesz.
Ha több energiát szeretne kapni, akkor az egyetlen megoldás marad - a transzformátorok számának növelése és kettő messze nem lehetséges.
De akkor egy másik kérdés is felmerül - hogyan kell ellenőrizni az összes transzformátort? Nem akarok túl komolyan blokkolni egy csoportstabilizáló fojtást, vagy bevezetni bizonyos számú optocsatolót. Ezért a szabályozás egyetlen módja a szekunder tekercsek soros csatlakoztatása. Ebben az esetben a fogyasztás kiegyensúlyozatlansága kizárt, és sokkal könnyebb szabályozni a kimeneti feszültséget, azonban maximális figyelmet kell fordítani a transzformátorok összeszerelésére és fázisára.
Most egy kicsit a kapcsolási rajz és a kártya közötti különbségekről. A helyzet az, hogy ezen az elven csak a diagram legalapvetőbb pontjai vannak feltüntetve, a nyomtatott áramkörön az elemek a valóságnak megfelelően vannak elrendezve. Például elvileg nincsenek teljesítményfólia kondenzátorok, de vannak az alaplapon. Természetesen a számukra kialakított furatok a fejlesztéskor rendelkezésre álló kondenzátorok méretei szerint készülnek. Természetesen 2,2 μF kapacitás hiányában 1 μF-on is használható, de 0,47 μF-nál nem alacsonyabb.
Ami a tápegységet illeti, az áramkör 4700 uF-os elektrolitokat is tartalmaz, de ezek helyett egy egész 2200 uF-os 25 voltos kondenzátor van a táblán, és a kondenzátoroknak alacsony ESR-nek kell lenniük, ezek ugyanazok, amelyek az eladók "alaplapokhoz való"-ként helyezték el. Általában ezüst vagy arany festékkel vannak megjelölve. Ha van lehetőség 3300 uF-on 25 V-on vásárolni, az még jobb lesz, de a mi térségünkben ezek meglehetősen ritkák.
Néhány szó az állítólagos jumperekről - ezek olyan jumperek, amelyek összekötik a pályákat magukkal. Ez okkal történt - a táblán lévő réz vastagsága korlátozott, és a vezetőkön átfolyó áramok meglehetősen nagyok, és a vezető veszteségeinek kompenzálásához a pályát szó szerint ki kell önteni forraszanyaggal, ami jelenleg drága, vagy duplikált áramvezető vezetékekkel, ezáltal megnő a vezeték teljes keresztmetszete... Ezek a jumperek egymagos rézhuzalból készülnek, amelynek keresztmetszete legalább két és fél négyzet, ideális esetben természetesen vastagabb - négy vagy hat négyzet.
Másodlagos táplálású dióda híd. A diagram a TO-247 tokban lévő diódákat mutatja, a tábla a TO-220 tokban lévő diódák használatára készült. A diódák típusa közvetlenül függ a terhelés tervezett áramától, és természetesen jobb, ha gyorsabb diódákat választunk - kevesebb lesz az önmelegedés.
Most néhány szó a tekercs alkatrészekről.
A leggyanúsabb az áramkörben az áramváltó - nehéznek tűnik fél fordulatot feltekerni az elsődleges tekercs vastag vezetékeivel, és még különböző irányokba is. Valójában ez a legegyszerűbb tekercselem. Áramváltó gyártásához televíziós teljesítményszűrőt használnak, ha HIRTELEN nem található, akkor BÁRMILYEN w-alakú ferritmag használható, például egy számítógép tápegységből származó transzformátor. A magot 110-120 fokra melegítjük tíz-húsz percig, majd szétpattintjuk. A tekercseket eltávolítjuk, a keretre egy szekunder tekercset tekercselünk, amely 80-120 fordulatból áll, 0,1 ... 0,2 mm-es huzallal, természetesen kétfelé hajtva. Ezután az egyik tekercs eleje csatlakozik a második végéhez, a vezetékeket az Ön számára megfelelő módon rögzítik, és a tekercses keretet a mag felére helyezik. Ezután a primer tekercs egyik kábelkötegét egy ablakba fektetik, a másodikat háromszor, és ráhelyezik a mag második felét. Ez minden! Két tekercs, fél fordulat az elsődlegesben és 100 fordulat a szekunderben. Miért nincs pontosan megadva a fordulatok száma? A fordulatok számának olyannak kell lennie, hogy az R27 ellenálláson maximális áramerősség mellett három-öt voltot kapjunk. De nem tudom, hogy milyen áramot fogsz a maximumnak tekinteni, milyen tranzisztorokat fogsz használni. És az R27 feszültségértéke mindig korrigálható ennek az ellenállásnak az értékének kiválasztásával. A lényeg az, hogy az áramváltó túlterhelt a szekunder tekercsben, és ehhez legalább 60-70 fordulat szükséges a szekunder tekercsben - ebben az esetben a mag minimális felmelegedése lesz.

Az L2 fojtó egy megfelelő méretű TV-k kapcsolóüzemű tápegységének táptranszformátorának magjára készült. Elvileg egy transzformátor magjára is feltekerhető számítógépes tápegységről, de 0,5 ... 0,7 mm-es nem mágneses rést kell szerveznie. Létrehozásához elegendő egy NEM ZÁRVA gyűrűt dobni a kereten belül a megfelelő átmérőjű tekercshuzalból, a mag felével.
A fojtót feltöltés előtt feltekerjük, de azt, hogy melyik vezetéket kell kiszámolni. Én személy szerint szívesebben dolgozom hevederrel vagy szalaggal. A szalag természetesen kompaktabb, segítségével nagyon nagy tekercselési sűrűséget kapunk, de az elkészítése sok időt vesz igénybe, és természetesen nem hever az úton ragasztó. Sokkal egyszerűbb a kábelköteg elkészítése - ehhez elegendő megtudni a vezeték hozzávetőleges hosszát, többször összehajtani a vezetéket, majd egy fúróval kötegbe csavarni.
Milyen és mennyi vezetéket érdemes használni? Ez már a végtermék követelményeitől függ. Ebben az esetben autótechnológiáról beszélünk, amely definíció szerint nagyon rossz hűtési feltételekkel rendelkezik, ezért az önmelegedést minimálisra kell csökkenteni, és ehhez ki kell számítani a vezető keresztmetszetét, amelyen nem melegszik fel nagyon, vagy egyáltalán nem. Ez utóbbi természetesen előnyösebb, de ez méretnövekedést okoz, és az autó nem Ikarus, amelyben sok a hely. Ezért a minimális fűtésről fogunk haladni. Persze lehet tenni a ventilátorokat úgy, hogy kénytelenek lefújni az erősítőt és az átalakítót is, de csak az útjaink porától öli meg gyorsan a ventilátorokat, úgyhogy jobb a természetes hűtéstől táncolni és alapul venni. a vezeték keresztmetszetének négyzetmilliméterenként három amper feszültsége. Ez egy meglehetősen népszerű feszültség, amelyet ajánlott figyelembe venni egy hagyományos W-alakú transzformátor készítésekor. Az impulzusos készülékeknél négyzetmilliméterenként öt-hat ampert javasolt lefektetni, ez azonban jó légáramlást jelent, nálunk zárt házunk van, így továbbra is három ampert veszünk.
Meggyőződése, hogy a három jobb? És most adunk egy módosítást arra, hogy az erősítő terhelése nem állandó, mert senki nem hallgat tiszta szinuszosra, sőt közel a kliphez, ezért nem lesz állandó a felmelegedés, mivel az erősítő teljesítményének effektív értéke kb. a maximum körülbelül 2/3-a. Ezért a feszültség kockázatok nélkül harminc százalékkal növelhető, i.e. négy amper négyzetmilliméterre.
Razik ismét, a számok jobb megértéséhez. Undorítóak a hűtési viszonyok, nagy áramoktól kezd felmelegedni a vezeték, ha nagyon vékony, ha pedig tekercsbe van tekerve, akkor felmelegíti magát. A probléma megoldására a vezetékkeresztmetszet négyzetmilliméterére két és fél - három amper feszültséget helyezünk, ha a terhelés állandó, ha teljesítményerősítőt táplálunk, akkor a feszültséget négy - négy és félre növeljük. amper per négyzetmilliméter vezeték keresztmetszetére.
Most elindítjuk az Excelt, remélem mindenkinek van ilyen számológépe, és a felső sorba írjuk sorrendben: „Feszültség”, majd „Vezetékátmérő”, majd „Vezetek száma”, majd „Maximális áramerősség” és az utolsó cellába. "Erő". Menjen a következő sor elejére, és írja be a hármas számot, egyelőre legyen három amper négyzetmilliméterenként. A következő cellába írjuk az egyes számot, legyen most egy milliméter átmérőjű vezeték. A következő cellába tízet írunk, ez lesz a kötegben lévő vezetékek száma.
De akkor már vannak cellák, amelyekben képletek lesznek. Először is kiszámítjuk a keresztmetszetet. Ehhez osszuk el az átmérőt 2-vel - szükségünk van a sugárra. Ezután a sugarat megszorozzuk a sugárral, minden esetre, hogy a számológépünk ne legyen eltompulva, zárójelbe tesszük a sugarak számítását, és mindezt megszorozzuk a pi számmal. Ennek eredményeként pi er négyzetet kapunk, azaz. a kör területe, amely a vezető szakasza. Ezután anélkül, hogy elhagynánk a cellaszerkesztést, a kapott eredményt megszorozzuk a vezeték átmérővel és megszorozzuk a vezetékek számával. Nyomja meg az ENTER billentyűt, és tekintsen meg egy számot tizedesjegyekkel. Ekkora pontosságra nincs szükség, ezért az eredményünket egy tizedesjegyre kerekítjük, és felfelé, hogy kis technológiai különbség legyen. Ehhez lépjen a cellaszerkesztésre, válassza ki a képletünket és nyomja meg a CONTROL X - cut gombot, majd nyomja meg a FORMULA gombot, és válassza a MATHEMATICAL ACTIONS sorban a FELKEREKÍT lehetőséget. Megjelenik egy párbeszédpanel, amely megkérdezi, hogy mit és hány karakterre kell kerekíteni. A felső ablakba tesszük a kurzort és a CONTROL VE beillesztjük az előzőleg kivágott képletet, az alsó ablakba pedig egyet, azaz. kerekítse egy tizedesjegyre, és kattintson az OK gombra. Ekkor a cella egy számjegyet tartalmaz a tizedesvessző után.
Marad a képlet beszúrása az utolsó cellába, nos, minden egyszerű - Ohm törvénye. Megvan a maximális áram, amit használhatunk, és legyen tizenkét volt a fedélzeti feszültség, bár futó autónál ez körülbelül tizenhárom farokkal, de ez nem veszi figyelembe a feszültségesést. összekötő vezetékek... A kapott áramot megszorozzuk 12-vel, és megkapjuk a maximális számított teljesítményt, amely nem okozza a vezető erős felmelegedését, pontosabban tíz, egy milliméter átmérőjű vezetékből álló köteget.
Nem válaszolok a "És nincs ilyen gombom, nincs szerkesztő sor" kérdésekre nem válaszolok, és felkerült egy részletesebb leírás az Excel használatáról a tápegységek számításakor:

Visszatérünk mesterségünkhöz. Kiszámoltuk a kötegben lévő vezetékek átmérőjét és a számukat. Ugyanezekkel a számításokkal meg lehet találni a szükséges kábelköteget a transzformátor tekercseiben, de a feszültség négyzetmilliméterenként öt-hat amperre növelhető - egy fél tekercs az idő ötven százalékában működik, így lesz ideje lehűlni. le. Hét-nyolc amperig lehet növelni a tekercselés feszültségét, de itt a kábelköteg aktív ellenállásán a feszültségesés már elkezd hatni, és továbbra is vágyunk a nem rossz hatásfok elérésére, így jobb nem.
Ha több teljesítménytranzisztor van, akkor azonnal figyelembe kell venni, hogy a kábelkötegben lévő vezetékek számának többszöröse kell lennie a tranzisztorok számának - a kábelköteget el kell osztani a biztonsági személyzet számával, és nagyon kívánatos az áramló áramok egyenletes elosztása a tekercs mentén.
Nos, nagyjából kitaláltuk a számításokat, kezdheti a tekercselést. Ha ez egy háztartási gyűrű, akkor elő kell készíteni, nevezetesen az éles sarkok lecsiszolására, hogy ne sértse meg a tekercshuzal szigetelését. Ezután a gyűrűt vékony szigetelővel szigetelik - nem tanácsos elektromos szalagot használni erre a célra. A hőmérséklettől a vinil kifolyik, és a ruha túl vastag. Ideális esetben egy fluoroplasztikus szalag, de nem gyakran találja meg akciósan. Thermosktch - az anyag nem rossz, de nem túl kényelmes a tekercselésük, bár ha megszokják, az eredmény nem lesz túl rossz. Valamikor autós kavicsgátlót használtam - egyszerűen lefestettem ecsettel, hagytam megszáradni, újra festettem, és így tovább három rétegben. A mechanikai tulajdonságok nem rosszak, és ennek a szigetelésnek nem nagy áttörési feszültsége nem befolyásolja a működést - esetünkben az összes feszültség nem nagy. Először a szekunder tekercset tekercseljük, mivel vékonyabb és több fordulat van benne. Ezután az elsődleges tekercset feltekerjük. Mindkét tekercselés egyszerre két összehajtott kötegben van feltekerve - így nagyon nehéz hibázni a fordulatok számával, aminek ugyanannyinak kell lennie. A kábelkötegeket a kívánt sorrendben aktiválják és csatlakoztatják.

Ha túl lusta hívni, vagy kevés az idő, akkor a tekercselés előtt a kötegeket különböző színekre lehet festeni. Különböző színű tartós jelölőpárral vásárolják, a festéktartályuk tartalmát szó szerint kiöblítik oldószerrel, majd a kötegeket sodrás után azonnal bevonják ezzel a festékkel. A festék nem tapad túl szorosan, de a kábelköteg külső vezetékeiről való letörlés után is látszik a festék a kábelköteg belsejében.
A tekercs részeit többféleképpen rögzíthetjük a táblán, és ezt nem csak a tekercsalkatrészekkel kell megtenni – az állandó rázkódásból eredő magas elektrolitszint a lábuktól is elválhat. Ezért minden ragad. Használhat poliuretán ragasztót, használhat autócsörgőt, vagy ugyanazt a kavicsgátlót. Utóbbi szépsége abban rejlik, hogy ha szétszedni kell, szét is lehet bontani - tegyünk rá egy 647-es oldószerrel bőven átitatott rongyot, tegyük az egészet egy műanyag zacskóba, és várjunk öt-hat órát. Az oldószergőzök anti-kavicsa meglágyul és viszonylag könnyen eltávolítható.
Az autóipari átalakítóknál ennyi, térjünk át a hálózati átalakítókra.
Akiben nincs elhúzódó okoskodási vágy, annak mondják, de nem gyűjtöttem egyből semmit - igazából megosztom a tapasztalataimat, és nem dicsekszem, hogy összeraktam az átalakítót és működik. Ami a keretben villant, azok vagy nem sikeres opciók, amelyek nem mentek át a végső méréseken, vagy olyan prototípusok, amelyeket szétszedni kellett. Egyedi készülékek rendelésre gyártásával nem foglalkozom, és ha igen, akkor mindenekelőtt engem személy szerint érdekelne akár sematikusan, akár anyagilag, de itt nagyon érdekelnöm kell.

Csak a legfontosabbat.
Tápfeszültség 8-35V (40V-ig lehetségesnek tűnik, de nem teszteltem)
Lehetőség együtemű és kétütemű üzemmódban történő munkavégzésre.

Egyciklusú üzemmód esetén az impulzus maximális időtartama 96% (nem kevesebb, mint 4% holtidő).
A kétütemű változatnál a holtidő időtartama nem lehet kevesebb 4%-nál.
A 4-es érintkezőre 0 ... 3,3 V feszültséget kapcsolva beállíthatja a holtidőt. És végezzen zökkenőmentes indulást.
Van egy beépített stabilizált referencia feszültségforrás 5V és áramerősség 10mA-ig.
Van beépített feszültségcsökkenés elleni védelem, 5,5 ... 7 V (leggyakrabban 6,4 V) alatti lekapcsolás. Az a baj, hogy ilyen feszültség mellett a mosfetek már lineáris módba kapcsolnak és kiégnek...
Lehetőség van a mikroáramkör generátor kikapcsolására, ha az Rt (6) tűt (14) vagy a Ct (5) érintkezőt egy kulccsal a testre zárjuk.

Üzemi frekvencia 1 ... 300 kHz.

Két beépített "hiba" műveleti erősítő Ku = 70...95 dB erősítéssel. Bemenetek - kimenetek (1); (2) és (15); (tizenhat). Az erősítők kimenetei VAGY elemmel vannak összekötve, így az, amelyik kimenetén nagyobb a feszültség, és az impulzus időtartamát szabályozza. A komparátor egyik bemenete általában a referenciafeszültséghez (14) van kötve, a másik pedig - ahol csak kell... Az erősítőn belüli jelkésleltetés 400ns, nem egy órajelen belüli működésre tervezték.

A 200 mA átlagos áramerősségű mikroáramkör kimeneti fokozatai elég gyorsan feltöltik egy erős mosfet kapujának bemeneti kapacitását, de nem biztosítják annak kisülését. ésszerű időre. Ehhez külső meghajtóra van szükség.

Kimeneti (5) C2 kondenzátor és kimeneti (6) R3 ellenállások; R4 - állítsa be a mikroáramkör belső generátorának frekvenciáját. Kétütemű üzemmódban osztható 2-vel.

Lehetőség van szinkronizálásra, bemeneti impulzusokkal történő triggerelésre.

Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal
Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal (az impulzus időtartamának és a szünet időtartamának aránya). Egy tranzisztoros kimeneti meghajtóval. Ez az üzemmód akkor valósul meg, ha a 13-as érintkező egy közös tápbusszal csatlakozik.

séma (1)

Mivel a mikroáramkörnek két kimeneti fokozata van, amelyek ebben az esetben fázisban működnek, a kimeneti áram növelése érdekében párhuzamosan kapcsolhatja őket ... Vagy nem kapcsolja be ... (zöld a diagramon) Az R7 ellenállás is nem mindig telepítve.

Az R10 ellenállás feszültségének műveleti erősítővel történő mérésével korlátozhatja a kimeneti áramot. A második bemenetet referenciafeszültséggel látja el az R5 osztó; R6. Nos, tudod, az R10 felmelegszik.

Lánc C6; A (3) lábon lévő R11 a nagyobb stabilitás érdekében van elhelyezve, kérdezi az adatlap, de enélkül is működik. A tranzisztort lehet venni és npn szerkezetet.

séma (2)

séma (3)

Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal. Két tranzisztoros kimeneti meghajtóval (komplementer átjátszó).
Mit mondhatnék? Jobb a hullámforma, csökkennek a kapcsolási idők tranziensei, nagyobb a terhelhetőség, kisebb a hőveszteség. Bár ez lehet szubjektív vélemény. De. Jelenleg csak két tranzisztoros drivert használok. Igen, a kapuáramkör ellenállása korlátozza a kapcsolási tranziensek sebességét.

séma (4)

És itt van egy diagram egy tipikus, feszültségszabályozású egyvégű konverterről, feszültségszabályozással és áramkorlátozással.

A működési sémát én állítottam össze több változatban. A kimeneti feszültség az L1 tekercs fordulatszámától és az R7 ellenállások ellenállásától függ; R10; R11, amelyeket beállításkor választanak ki... Maga a tekercs bármire feltekerhető. Méret - teljesítménytől függően. Gyűrűs, W-magos, akár csak a rúdon. De nem szabad telítődni. Ezért, ha a gyűrű ferritből készül, akkor vágni és ragasztani kell egy réssel. Számítógépes tápegységek nagy gyűrűi jól mennek, nem kell őket vágni, "szórt vasból" vannak, a rést már biztosítják. Ha a mag W-alakú - nem mágneses rést teszünk, van olyan, aminek rövid az átlagos magja - ezek már réssel vannak. Röviden: vastag rézzel vagy szerelőhuzallal tekerjük fel (teljesítménytől függően 0,5-1,0 mm) és a fordulatok száma 10 vagy több (attól függően, hogy milyen feszültséget szeretnénk kapni). A terhelést a tervezett kis teljesítményű feszültségre kötjük. Az alkotásunkat egy erős lámpán keresztül csatlakoztatjuk az akkumulátorhoz. Ha a lámpa nem világít teljes hőfokon, veszünk egy voltmérőt és egy oszcilloszkópot ...

Kiválasztjuk az R7 ellenállásokat; R10; R11 és az L1 tekercs fordulatszáma, elérve a terhelésen a kívánt feszültséget.

Fojtó Dr1 - 5 ... 10 fordulat vastag vezetékkel bármely magon. Még olyan opciókat is láttam, ahol az L1 és a Dr1 ugyanazon a magon van feltekerve. Nem magam ellenőriztem.

séma (5)

Ez is egy igazi boost converter áramkör, amivel például egy laptopot autó akkumulátorról tölthetünk. Egy komparátor a bemeneteken (15); (16) figyeli a "donor" akkumulátor feszültségét, és kikapcsolja az átalakítót, ha a rajta lévő feszültség a kiválasztott küszöb alá esik.

Lánc C8; R12; A VD2 - az úgynevezett Snubber - az induktív emisszió visszaszorítására szolgál. Kisfeszültségű MOSFET ment, pl az IRF3205 ha nem tévedek (lefolyó - forrás) 50V-ig bírja. Ez azonban nagymértékben csökkenti a hatékonyságot. A dióda és az ellenállás is rendesen felmelegszik. Ez növeli a megbízhatóságot. Egyes módokban (áramkörökben), anélkül, hogy egy nagy teljesítményű tranzisztor egyszerűen azonnal kiég. És néha mindezek nélkül is működik ... Meg kell nézni az oszcilloszkópot ...

séma (6)

Kétütemű fő oszcillátor.
Különféle változatok és beállítások.
Első pillantásra a csatlakozási sémák sokfélesége jóval szerényebb számú valóban működőképes... Az első dolog, amit általában megteszek, ha „trükkös” sémát látok, átrajzoljam a számomra ismerős szabványt. Korábban GOST-nak hívták. Most nem világos, hogyan kell rajzolni, ami rendkívül megnehezíti az észlelést. És elrejti a hibákat. Szerintem ezt gyakran szándékosan teszik.
Főgenerátor félhídhoz vagy hídhoz. Ez a legegyszerűbb generátor, az impulzus időtartama és frekvenciája manuálisan állítható. A (3) lábon lévő optocsatoló is beállíthatja az időtartamot, de a beállítás nagyon éles. Meg szoktam szakítani a mikroáramkör működését. Egyes "világítótestek" szerint lehetetlen (3) kimenettel vezérelni, kiég a mikroáramkör, de tapasztalataim megerősítik ennek a megoldásnak a hatékonyságát. Egyébként sikeresen használták hegesztő inverterben.